电子工程专辑 2021-10-16 08:29

以下文章来源于无线深海 ，作者蜉蝣采采

无线深海.

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1. 什么是无线路由器?

在5Ｇ时代，手机套餐中所含的流量越来越多，单位价格也越来越便宜，即便如此，也难以毫无顾忌地刷剧。家庭宽带，按带宽收费，流量不限，通过无线路由器将其转化为Wi-Fi信号，不但可供全家共享，连接各种智能家居也不在话下。无线路由器因此，将无线路由器称为家庭的数据枢纽也毫不为过。
无线路由器这个名称可以拆出来两个关键词：无线和路由。理解了这两个词背后的技术原理，就理解了无线路由器。无线也就是我们常说的Wi-Fi。无线路由器可以将家庭宽带从有线转换为无线信号，所有设备只要连接自家Wi-Fi，就能愉快地上网了。除此之外，这些设备还组成了一个无线局域网，本地数据高速交换，不受家庭宽带的带宽限制。举个例子，很多人家里都有智能音箱，可以用来控制各种智能电器。当你说小X小X，打开电视时，音箱实际上是通过局域网找到电视并发送指令的，并不需要连接互联网；而你如果让它播放新闻时，就必须要通过互联网来获取数据了。我们前面说到的局域网，也被称为内网，在路由器上用LAN(Local Area Network)来表示，因此Wi-Fi信号也被称作WLAN(Wireless LAN，无线局域网)；而我们要访问的互联网，也被称作外网，在路由器上用WAN(Wide Area Network)来表示。无线路由器接口示意在内网中，每个设备的IP地址是不同的，这被称作私有地址；而所有设备上外网则共用同一个公有地址，由电信联通这样的宽带运营商分配。路由器，正是连接内网和外网的桥梁。上面说到的IP地址转换，数据包转发，就是路由器的路由功能。也就是说，路由器是家庭网络的枢纽，所有的设备的数据都必须经过它的转发才能彼此访问或者到达外部网络，颇有一夫当关，万夫莫开的意思，因此功能全面的路由器又被称作“家庭网关”。无线路由器组网示意
2.  Wi-Fi的关键技术
无线路由器的无线接入功能，就是之前说过的无线局域网（WLAN）。目前WLAN只有Wi-Fi这一种主流技术，因此可以认为两者是等同的。Wi-Fi由Wi-Fi联盟进行技术认证和商标授权。实际应用中Wi-Fi经常被写作WiFi或者Wifi，但这两种写法并没有被联盟认可。 Wi-Fi联盟（全称：国际Wi-Fi联盟组织，英语：Wi-Fi Alliance，简称WFA），是一个 商业联盟 ，拥有 Wi-Fi的商标。. 它负责Wi-Fi 认证与商标授权的工作，总部位于美国德克萨斯州 奥斯汀 （Austin）。
Wi-Fi这个朗朗上口的名字被广泛认为是对无线高保真（Wireless Fidelity）的缩写，实际上是误读。它只是个单纯的名称，并没有实际含义，当然也没有全称。 Wi-Fi背后的技术标准，则是由美国的电气电子工程师协会（IEEE）制定的802.11系列协议。
IEEE全称：Institute of Electrical and Electronics Enginees

2.1  Wi-Fi协议的发展
从1997年的第一个版本开始，802.11系列协议不断向前演进，经历了802.11a/b/g/n/ac等多个版本，支持的上网速率也不断提升。目前最新的协议版本是802.11ax，也就是近年来迅速发展的Wi-Fi 6。

IEEE 802.11系列标准的发展历程，从第一代到第六代 在最初的很多年里，Wi-Fi虽然一代代向前发展，但世界上并没有Wi-Fi几代这样的说法，直接就用802.11后面加几个字母这样的协议编号，对普通用户非常不友好。 直到2018年，Wi-Fi联盟才决定把下一代技术标准802.11ax用更为简单易懂的Wi-Fi 6来宣传，上一代的802.11ac和802.11n就顺理成章地成了Wi-Fi5和Wi-Fi4。至于更早的技术，反正也没人关注了，也就不用再起马甲了。
Wi-Fi 6 诞生之后，才有了Wi-Fi 5的叫法

2019年9月16日，Wi-Fi联盟宣布启动Wi-Fi 6认证计划。此后，Wi-Fi 6的大名响彻了全世界，目前新发布的设备基本都已经支持Wi-Fi 6了。
Wi-Fi 6 认证标志

2.2.  Wi-Fi信道及使用的频段
Wi-Fi主要工作在2.4GHz和5GHz这两个频段上。这两个频段被称作ISM（Industrial Scientific Medical 工业，科学，医学）频段，只要发射功率满足国家标准要求，就可以不用授权直接使用。
不同国家的ISM频段有所不同
2.4GHz作为全球最早启用的ISM频段，频谱范围是2.40GHz～2.4835GHz，共83.5M带宽。
我们常用的蓝牙，ZigBee，无线USB也工作在2.4GHz频段。此外，微波炉和无绳电话使用的频段也是2.4GHz。甚至，有线USB接口的内部芯片在工作时，也会发射2.4GHz的无用信号，造成干扰。 由此可见，2.4GHz上同时工作的设备众多，频段拥挤不堪，干扰严重。当万家灯火，你和楼上楼下的邻居在用Wi-Fi愉快上网的时候，路由器却在背后默默地挑选信道，协调干扰。 Wi-Fi把2.4Ｇ频段上的83.5M带宽划分为13个信道，每20M一个。注意这些信道是交叠的，本来只能放下3个，现在却硬生生地挤进去了13个，相互之间的干扰难以避免，只能尽量减轻，大不了大家速度慢一些，排队轮着用。
2.4G频谱及信道（第14信道在国内是不允许使用的）
信道交叠到什么程度呢？由下图可以比较直观地看出，在这些信道里面，只有1，6，11或者2，7，12，或者3，8，13这三组是完全没有交叠的，可见2.4GHz频段的拥堵程度。就好比一条很窄的路，上面通行的车却很多，堵车频频，势必造成通行速度的下降。
2.4G不交叠的信道分布
到了802.11n，用户可以使用40M的信道，但2.4GHz频段依然只有83.5M的总带宽，就只能容纳两个信道了。因此只有在夜深人静网络空闲的时候，单个用户才有可能使用40M信道，加之来自隔壁老王家的干扰，802.11n的高速率很大程度上难以达到。
2.4G 40M带宽信道
如果说2.4GHz频段是羊肠小道的话，5GHz频段无疑就是康庄大道了。 5GHz频段的可用范围是4.910GHz～5.875GHz，有900多M的带宽，是2.4G的10倍还多！这段频谱过于宽了，不同国家根据自身情况，定义了Wi-Fi可以使用的范围。 比如，在中国5GHz频谱共有13个20M信道可用作Wi-Fi，连续的20M信道还可以组成40M，80M，甚至160M信道。
中国5G信道分布图
5GHz的带宽大，上面跑的的设备少，用起来自然速度快，干扰小。因此，如果想要家庭网络达到良好的速率体验，可用考虑用5GHz来进行全屋覆盖。 然而尺有所短，寸有所长，5GHz虽然带宽大干扰小，但是信号传播衰减快，还很容易被阻挡，穿墙能力很弱。
2.4G和5G Wi-Fi信号的穿透损耗
因此，跟2.4GHz相比，5GHz信号通常要弱得多。至于它们到底各能覆盖多少米，这个由于路由器的天线增益，接收灵敏度，家里墙体和障碍物的分布，以及个人期望达到的上网速率都有关联，很难具体给出。
如果仅考虑到家里的各种智能家居的联网，2.4GHz的覆盖和容量通常就够用了。但如果需要高速上网，最大化发挥家庭宽带的价值，就必须依靠5GHz才能实现。 因此，Wi-Fi的覆盖建议不用考虑2.4GHz，直接以5GHz全屋覆盖作为设计目标。一般情况下单个路由器在家庭的复杂环境下难以实现无死角覆盖，需要考虑多台路由器之间的组网以及漫游问题，这点后面再讲。

2.3.  Wi-Fi关键技术
为什么Wi-Fi的速度越来越快？其实在IEEE的802.11系列协议一直在跟3GPP的4Ｇ和5Ｇ相互借鉴，使用的底层技术都是通用的。
OFDM/OFDMA
OFDM的全称是正交频分复用。系统会在频域上把载波带宽分割为多个相互正交的子载波，相当于把一条大路划分成了并行多个车道，通行效率自然就大幅提升了。
在Wi-Fi 5及以前（802.11a/b/g/n/ac），子载波宽度是312.5KHz，到了Wi-Fi 6（802.11ax），子载波宽度缩小为78.125KHz，相当于将同样宽度的路划分成了更多的车道。
Wi-Fi 6的拥有更多的子载波
在OFDM下，每个用户必须同时占用全带宽下的所有子载波。如果某个需要发送的数据没那么多，把频率资源用不满的话，其他用户也没法灵活使用，只能干巴巴地排队等着，频谱资源的使用效率不高。

为了解决这个问题，Wi-Fi 6引入了OFDMA技术，后面多了个字母A，其全称也就变成了正交频分复用多址。多址就是多用户复用的意思。
OFDM vs. OFDMA
OFDMA可以支持多个用户在同一时刻共享所有子载波。相当于运输公司把多个用户的数据统一打包，共同装车，充分利用车厢容量，大家的发货速度就都加快了，频谱效率得以提升。      MIMO/波束赋形
路由器上面的天线数量是越来越多，从看不到天线，到一根，两根，三根，四根，六根，八根…现在不管啥价钱的路由器，都长得跟螃蟹似的，张牙舞爪好不唬人。
为啥要用这么多天线？就是为了更好地实现MIMO（多输入多输出）技术。简单来说，就是在信号发射时，用多根天线来同时发送多路不同的数据，速度自然成倍提升；在接收时，多个天线同时接收手机发来的信号，跟戴了助听器一样，接收灵敏度也得到了增强。
单用户MIMO（SU-MIMO）
如果所有天线同时只为一个用户服务，就叫做单用户MIMO（SU-MIMO）。更进一步，路由器四路发射，手机四路接收，也可以更精细地叫做4×4 MIMO。
有时候，路由器的天线众多能力强悍，但四顾茫然，发现手机个个都是弱鸡。路由器能发4路信号，但手机最多只能收两路，最终下来路由器也就不得不配合着只发两路。这不是浪费么？
多用户MIMO（MU-MIMO）
解决办法也是有的，一个手机的接收天线少，多个手机加起来不就多了？于是，路由器便将多个手机一起考虑，视作一个功能强大的虚拟手机，这样就又能实现高阶MIMO了。这种多手机共同参与的MIMO就叫做多用户MIMO（MU- MIMO），又叫虚拟MIMO。
除此之外，多个天线还可以通过波束赋形技术，形成指向性的窄波束，对准用户精准覆盖。由于窄波束的能量集中，因此可以覆盖得更远，穿墙效果也能得以提升。
波束赋形
这样看来，路由器的天线个数是多多益善呀，买路由器就一定要挑天线多的吗？这可能是一个陷阱。天线再多，只是在堆一些外部看得见的硬件而已，看起来牛逼闪闪，但内部的设计到底能否支撑这么多天线还是未知数。
更重要的是，不论是MIMO，还是波束赋形，都是需要软件算法支撑的，这里面的复杂度远高于硬件，不同厂家算法优化能力不同，可能导致很大的性能差异。 因此，建议在购买路由器时，不用太关注外部到底能看到多少根天线，而要看他们的产品宣传，是否支持波束赋形，4x4MIMO，或者MU-MIMO？如果厂家在这方面的宣传声势很大，那至少说明他们对这些功能比较自信并将其作为卖点。
调制编码策略（MCS）
调制编码，分为调制和编码两部分，它们共同决定了单位时间可以同时发送的比特数。调制编码策略一般将调制和编码两部分综合起来分为多个等级，级别越高，数据发送的速率也就越快。
调制的作用就是把经过编码的数据（一串0和1的随机组合）映射到前面所说帧结构的最小单元：OFDM符号上。经过调制的信号才能最终发射出去。BPSK，QPSK，16QAM，64QAM及256QAM星座图
常用的调制方式包括BPSK、QPSK、16QAM，64QAM和256QAM，能同时发送的比特数为1个，2个，4个，6个和8个。Wi-Fi 6可以支持1024QAM，可同时发送10个比特的数据，速率自然大为提升。

256QAM和1024QAM对比图
可是，原始数据在编码时，为了纠错而加入了很多的冗余比特，真正的有用数据其实只占一部分。我们考虑上网速率时，说的仅仅是有用数据的收发速率，冗余比特都在解码的时候丢弃掉了。

这就要引入码率的概念，也即是有用的数据在编码后总数据量中的占比。如果码率是3/4，就是指编码后的数据中，3/4是有用数据，1/4是后来添加的冗余比特。
不同的调制方式，加上不同的码率，就组成了调制编码策略（MCS）。下表是Wi-Fi 6中的MCS表，可以看出最高阶MCS为11，对应于1024QAM加5/6的码率。
Wi-Fi 6 的MCS表
正是通过这些技术的不断演进，Wi-Fi标准一代代向前，速率越来越高，让我们更为畅快地上网。

3. Wi-Fi的上网速率估算

Wi-Fi到底能达到多大速率呢？路由器厂家宣传的Wi-Fi 6可以达到1800Mbps，3000Mbps，甚至5400Mbps速率，到底是怎么算出来的呢？要计算Wi-Fi可以达到的峰值速率，必须用到前文讲到的几点技术：OFDM，MCS，以及MIMO。OFDM：正交频分多址，把整个系统带宽划分为多个正交的子载波，划分的粒度越细，子载波越多，可同时发送的数据就越多，速率自然也就越高。此外，OFDM技术最终要把数据打包在一个一个的符号（Symbol）中发送，每个符号花的时间越短，两个符号之间的间隔（Guard Interval，GI）越小，速率也就越高。MCS：调制编码策略，对速率的影响主要是调制方式和码率这两方面。无线环境越好，可以使用的调制阶数越高，单位时间携带的比特数也就越多，用于检错纠错的冗余比特也就可以少加一些，码率提升，有用数据的发送速率自然也就加快了。MIMO：也就是通过多根天线，在空间中能同时发送的数据流数。空间流数越多，速率越高。比如，4x4MIMO的理论速率是2×2 MIMO两倍，效果立竿见影。综上，单个频段Wi-Fi的峰值速率可以用下面的公式来计算。跟5G峰值速率的计算类似，上述公式也可以用公路系统来类比。Wi-Fi 峰值速率计算公式空间流数相当于多层交通，子载波数量相当于每层公路上的多条车道，调制阶数相当于路上货车的车厢容积，码率相当于给货物增加了包装箱，OFDM符号时长和符号间隔相当于货车在公路的通行时长再加上发车间隔。Wi-Fi速率和公路运力的类比空间流数：随着协议的演进，Wi-Fi能支持的空间流数越来越多，推动峰值速率不断提升。
如下表所示，IEEE制定的802.11ac最多能支持8流，但是Wi-Fi联盟（WFA）在认证的时候，觉得这个能力过于强了，实现起来成本太高，因此就分成了两个阶段：wave 1和wave 2。各Wi-Fi协议版本支持的空间流数这两个阶段的能力也比较保守，并未最终实现IEEE的设计能力。Wave 1可支持3流，Wave 2可支持4流。到了802.11ax，最多可以支持到8流。Wi-Fi联盟将其包装为Wi-Fi 6，也不再搞过渡版本了。但你的路由器到底能支持到几流，还要看厂家具体的实现。有效子载波数量：802.11系列协议对子载波的划分越来越细，可支持的信道带宽越来越大，这两点促使有效子载波数量不断增加。如下表所示，802.11n可支持最大40M信道带宽，802.11ac则能支持160M带宽，因此有效子载波数量翻了4倍有余。各Wi-Fi协议版本支持的载波带宽和有效子载波数量到了802.11ax，同样最大支持160M信道宽度，但子载波间隔却仅为之前协议的1/4，从而最大支持的子载波数量相比802.11ac又翻了4倍。调制阶数：802.11ac最大支持256QAM，调制阶数为8，也就是每个符号可同时携带8个比特的数据。各Wi-Fi协议版本支持的调制阶数802.11ax则最大支持到1024QAM，每个符号可同时携带10个比特的数据，比前一代提升了25%。MCS和码率：协议定义了多种调制方式和码率的组合，就是调制编码策略（Modulation Coding Scheme, MCS）。各Wi-Fi协议版本支持的MCS调制阶数越高，码率越高，抗干扰能力也就越差。因此在无线信号强度足够，且干扰很小的时候，高阶MCS才能发挥作用。符号长度 + 符号间隔：在802.11ac及以前，单个符号长度3.2微秒，符号间隔是0.8微秒，但也支持0.4微秒。我们计算峰值速率当然用短的间隔，因此802.11ac的符号长度+符号间隔为3.6微秒。各Wi-Fi协议版本支持的符号长度和符号间隔到了802.11ax，符号长度成了12.8微秒，间隔长度为至少0.8微秒，两者加起来就是13.6微秒。这个值虽远高于之前的协议，看似吃了亏，但802.11ax在其他方面非常优秀，速率还是对前辈形成了碾压之势。把上述多个表格中的数据带入公式计算，采用该协议可支持的最高阶调试方式及码率，符号间隔使用最小值，先不考虑空间流数，单流的计算结果见下表。各Wi-Fi协议版本支持的单流速率不同无线路由器Wi-Fi峰值速率的支持能力不同，主要体现在2.4G和5G这两个频段可支持的带宽，以及空间流数。2.4GHz通常最大支持到40M带宽，5GHz频段可最大支持160M带宽，再根据协议版本的不同，以及空间流数的不同，把两个频段能支持的峰值速率加起来，就是路由器官方宣传的峰值速率了。各型号路由器支持的峰值速率上图是蜉蝣君根据路由器的标称速率，来估计2.4GHz和5GHz这两个频段可支持的信道带宽以及流数，并对速率计算进行了验证。举例来说，对于AC1200，其中的AC是指它最高可以支持到802.11ac协议（Wi-Fi 5），2.4GHz频段只能使用802.11n ，支持2×2 MIMO，速率可达300Mbps，5GHz频段也是2×2 MIMO，速率为867Mbps，总和为1167Mbps，就按照1200M来宣传了。对于AX5400，其中的AX是指它最高可以支持到802.11ax协议（Wi-Fi 6），2.4GHz频段支持2×2 MIMO，速率可达573.6Mbps，5GHz频段可支持160M信道带宽及4×4 MIMO，速率为4804Mbps，总和为5377.6Mbps，就按照5400M来宣传了。

4. 家用Wi-Fi组网指南话说在远古时代，我出差亚非拉时总是有一种焦虑感，唯恐入住的酒店或者宿舍没有网络或者没有Wi-Fi，因此必随身携带插线板，网线和一个便携式路由器。近几年发现Wi-Fi几乎已经无处不在了，这套装备也逐渐蒙上了厚厚的尘土。这个便携路由器，直接插上网线啥都不用管就能用了，家里也曾使用过的多款路由器，大部分也都是直接插上电源，用手机简单配置下就成。至于用的是啥工作模式和组网方案，并没有特殊关注。近期，我拿出了尘封已久的便携路由器研究了下，发现事情并没有那么简单。为了达到更好的覆盖效果，路由器之间可以灵活组网，有多种工作模式。了解了这些原理之后，在家庭网络覆盖规划时，就能做到成竹在胸。4.1.   两个基本概念    SSIDSSID的全称是Service Set Identifier，翻译成中文就是服务集标识。这个概念看似高大上，其实就是Wi-Fi信号的名称。无论在哪里，只要用电脑或者手机一搜，必然能看到一连串的Wi-Fi SSID以及它们的信号强度。这些Wi-Fi信号可以是加密的，也可以是不加密的。电脑搜到的SSID列表这就是SSID的核心功能：将一个无线局域网（WLAN）分为几个需要不同身份验证的子网络，每一个子网络都需要独立的身份验证，防止未被授权的用户进入本网络，一般的家庭组网都会设置密码。SSID名称示意一般的双频路由器都可以把2.4GHz和5Hz这两个频段分为两个SSID，但这可能会造成困惑，经常出现连接2.4GHz频段的SSID，难以切换到5GHz的情况。因此很多路由器也支持双频合一，系统自动设置信号切换门限，用户无感知。     网段局域网内的每个手机或者电脑都有一个IP（Internet Protocol，网络层协议）地址用于相互通信，我们常见的格式（IPv4）由32位0或者1组成。32位二进制IP地址的格式大体如下：11000000101010000000000000000001，可是这看起来一点都不直观。于是我们把它分为四段：11000000.10101000.00000000.00000001，这还是不够直观。于是我们把它转换为十进制：192.168.0.1，这下终于看着顺眼多了。为了方便管理，我们把IP地址分为两部分，网络前缀和主机地址。网络前缀标识了一个网络，也称为网段，主机地址用来标识该网络内部的每一台设备。IP地址示意如上图所示，该地址前三段的“192.168.0”为网络前缀，最后一段的“123”为主机地址。最后的主机地址中8位二进制数字的范围是0~255，0和255作为特殊用途，实际可用的范围是1~254。子网掩码用一连串的1来表示IP地址中哪些位是网络前缀。在上图的例子中，IP地址的前三段24位都是网络前缀，掩码标记为11111111111111111111111100000000（不用数，24个1），同样分为4段再转换为10进制，就是255.255.255.0，也可以附在IP地址的后面，写作192.168.0.123/24。IP地址和子网掩码设置示意同一网段内部的设备可以相互通信，不同处于网段的设备，需要通过路由器的路由功能进行转发才能互通。家庭网络中的设备不多，在组网时建议尽量让所有设备处于同一网段下，方便相互访问。’ alt=图片 class=”rich_pages wxw-img” data-ratio=0.4578111946532999 data-s=”300,640″ data-type=png data-w=1197 data-src=”https://mmbiz.qpic.cn/mmbiz_png/hiblEpPKcbfMKibEqX2hVTo6YaCJ9ibrBwWdoIygZFefhg0cWAg1XdkXTyiaXBic0ZqORucqcAtZlaw53qrfpxiaoSVg/640?wx_fmt=png” data-fileid=502462531 _width=390px wah-hotarea=click crossorigin=anonymous data-fail=0 v:shapes=”_x0000_i1062″> 网段间通信示意上图仅用网线连接的PC电脑来作为示例，实际上每个网段都可以通过有线或者无线方式来接入，设备也不限于电脑，手机，音箱，摄像头，门铃等可以联网的设备都是可以的。4.2.   路由器的工作模式和组网无线路由器的工作模式众多，大体可分为路由模式和AP模式。AP模式又可以细分为AP模式（套娃），中继模式，桥接模式及客户端模式。基于这些基本的工作模式，多个路由器之间可以形成AP+AC，以及Mesh这两种组网方式，达到无缝覆盖，自动漫游的效果。
   路由器的工作模式和组网示意
   4.2.1  路由模式绝大多数无线路由器都工作在这种模式之下，同时使用了路由器的无线接入功能和路由功能。最常见的用法是，路由器WAN口连接入户光猫，并设置PPPoE拨号上网并提供各种路由及安全防护功能。为了熊孩子的未来，上面还可以配置多种上网管控策略，如IP地址，网址，应用访问的限制等。对应地，路由器的无线接入功能则负责发射Wi-Fi信号组成无线局域网WLAN，进行全屋无线信号覆盖。接入WLAN和连接有线LAN口的多个设备位于同一个局域网内，拥有相同的网段，可以直接进行内网通信。路由模式示意此外，还可以把路由器用WAN口和上级路由器的LAN口连接起来，形成二级路由，就可以配置两个网段的内网，以及两个不同的Wi-Fi名称（配成一样的也行）。这种组网无法实现两个路由器之间的无缝漫游，一个Wi-Fi信号减弱并切换到另一个过程伴随IP地址的变化，网络中断感觉明显。4.2.2  AP模式AP就是指接入点（Access Point）。顾名思义，工作在这种模式下的路由器只有接入功能，并没有用到路由功能，因此就不提路由二字了，直接叫做接入点。接入点没有路由功能，并不代表路由功能就不存在，只是由另一台路由器来承担了而已。也就是说，AP模式下的路由器无法独立完成上网重任，需要跟另外一台路由器协作，多用于覆盖的扩展。AP模式有3个子模式：AP模式（套娃），中继模式，桥接模式。    AP模式启用AP模式的路由器通过网线和上级路由器连接，仅有接入功能作为无线覆盖扩展（用作主力覆盖也可以），路由和DHCP等功能由上级路由器完成。因此接入AP的手机或者电脑和上级路由器处于同一网段，可直接互通。AP的无线网络名称（SSID）和密码可以独立设置，跟上级路由器的相同或者不同都行。如果Wi-Fi名称的设置不同，两个设备之间肯定是没法无缝漫游的，只能是一个信号太弱断开之后再连另一个，或者手动连接。就算把这些AP设置为相同的SSID，看似家里只有一个Wi-Fi信号，但实际上AP和主路由的无线信号缺乏交互，配置和管理比较麻烦，也是无法实现无缝漫游的。AP模式示意这种组网下的AP功能完善，每个节点都要分别配置，相互独立工作，因此叫做“胖AP（Fat AP）”。胖AP们虎踞龙盘，没有统一的管理，各自的覆盖之间也无法漫游，在家里数量少了还能凑合用，在商场，机场这些超大空间，需要的AP数量极其庞大，就只能另请高明了。    AP+AC组网既然胖AP不好管理，我们可以把它再进行拆分，只保留最基本的接入功能，将配置管理功能独立出来，组建为一个全新的设备：接入控制器（Access Controller，AC），普遍简称作AC。AP+AC组网示意AC负责管理所有的AP，只要在AC上进行统一配置，就可以自动同步到所有的AP节点，并且所有AP的工作状态都可以在AC上进行实时监控，维护起来也非常方便。这种状态的AP只需要好好干活就行，其他啥都不用管，当然也就没啥花花肠子了，因此叫做“瘦AP（Fit AP）”。更重要的是，通过让AP们支持802.11k/v/r协议，就可以实现AP间的无缝漫游了。802.11k：无线资源测量协议，可帮助终端快速搜索附近可作为漫游目标的AP。802.11v：无线网络管理协议，用来解决AP之间的负荷均衡，以及终端节电等功能。802.11r：快速漫游协议，用于加速手机或者电脑在漫游时的认证流程。上述漫游协议需要路由器和手机同时支持才能正常工作。在各厂家的实际AP产品中，大多支持802.11k/v协议，对于家庭网络已经足够用了。这个方案简直完美啊，还有没有改进空间呢？我们考虑下，大量的AP要跟AC连接，除了要提前铺设大量的网线之外，还要准备对应的电源给AP供电，这工作量就大了去了。网线本身也是电线么，AP的功耗一般也不高，网线能不能在传数据的同时也把供电的活给干了呢？还真可以。这种供电方式有专门的协议，叫做PoE（Power over Ethernet，以太网供电），需要交换机等连接设备和AP双方都支持才能正常供电。AP+AC+PoE供电组网示意这样一来，我们在AC的后面再接上一个PoE交换机，再把所有等AP换成可以支持PoE的型号，就可以实现PoE供电了，省去了多处拉电源线的烦恼，顿时感觉网络清爽了许多。然而有人可能要说了，我家就2个房间再加1个客厅，一共3个AP就够了，结果不但要搭上接入主路由器，AC，再来个PoE交换机，不但成本高，连弱电箱都没空间放了！确实如此，AC+AP方案主要用于大面积的商业场所，再不济也是别墅这种多层楼且房间多的情况，对于普通住宅有些杀鸡焉用宰牛刀的意思，确实不大合适。路由/AC/PoE一体机+AP组网示意不过商家也针对性地开发了精简的方案，把路由器，AC和PoE交换机合而为一，称之为“路由/AC/PoE一体机”，跟普通的家用交换机大小仿佛，成本也大幅降低。与此同时，上述方案也将AP也集成在传统的86型网线插座面板内，完全隐藏于无形，却达成了Wi-Fi无缝覆盖，信号强劲的最佳状态。面板式AP组网示意图AC+AP的优点显著，但也有缺点。那就是所有的AP都需要使用网线和AC连接，这就要求在装修时就考虑好Wi-Fi组网，并布好网线。如果没有网线可达，就必须考虑其他方案了。4.2.3  中继模式
   跟AP模式不同，在中继模式下的路由器和上级路由器之间并没有网线连接，只是单纯地接收上级路由器的无线信号，进行放大后再发出去，不做任何处理。中继模式组网示意因此中继模式下AP信号的Wi-Fi名称和密码都跟上级路由是一样的，所有的设备也都位于同一网段。对于用户来说，接入中继AP和主路由的效果是完全一样的，中继AP仅相当于一个扩展覆盖的管道，一切的处理都由主路由进行。4.2.4  桥接模式桥接模式和中继模式比较类似，也是在没有网线的情况下，通过无线来连接两个路由器。两者的差异在于：中继模式工作于物理层，不能做任何设置，而桥接模式则工作于数据链路层，可以配置独立的SSID。桥接模式组网示意虽说SSID可以不同（也可以配成相同的），但处于桥接模式下的路由器和主路由器的网段是相同的，设备连接之后可以互相访问。工作中继或者桥接模式的路由器，必须在主路由的覆盖范围内才能放大信号来进行上网。如果在主路由的信号很差的位置，放大之后虽然手机看到的Wi-Fi信号是满格的，但是网速依然很慢甚至可能很不稳定。并且，主路由是不知道下级中继或者桥接节点的存在的，它们之间也不存在管理和交互的关系，没法进行漫游，只能等待信号过差断开之后手机再重新连接另一个节点。有没有方法能综合AC+AP这样的有线组网，以及中继或者桥接这样的无线组网，并能智能管理这个网络，实现简化配置，无缝漫游的效果呢？这就要用到Mesh组网技术了。4.3  Mesh组网Mesh又叫多跳网络，由多个地位相同的节点通过有线或者无线的方式相互连接，组成多条路径，最终连接到跟互联网相连网关。这样的网络存在一个控制节点来对所有节点进行管理和配置数据下发。
   下图是一个实际组网的案例，由主路由作为网关和控制节点，其余节点通过有线或者无线连到主路由，或者通过无线来相互连接。这样一来，弱覆盖的区域不论有没有网线，网络都可以灵活地按需扩展。Mesh组网示意路由器之间的有线连接叫做“有线回程”，对应地，无线连接就叫做“无线回程”。Mesh组网非常适合于家庭Wi-Fi覆盖使用。想象一下这样的场景：第一步：小明买了套房子，起初只有小两口住，于是就先买了个路由器放在客厅，离得近的主卧也覆盖良好，夫妻俩觉得这就够用了。第二步：小孩出生后，老妈和丈母娘也来帮忙照顾，但其他房间的Wi-Fi信号不佳，直接再买个路由器，通过有线的方式Mesh组网，无缝漫游效果好。第三步：大家一致反映卫生间上网困难，那就再买个路由器挂墙上，通过无线的方式和前两个Mesh组网，这下大家都很满意，就是如厕的时间变长了。虽说这些路由器的型号不同，但只要都支持Mesh组网就可以配合使用，不像AC+AP那样还要搭上个AC和PoE交换机，还有网线的限制。最主要的是，普通的家用路由器已经普遍支持了最新的Wi-Fi协议，价格还低。目前各个厂家对于Mesh组网的实现各不相同，起的名字自然也不同。一般情况下，不同厂家的路由器之间是不能组Mesh的，这可能会限制路由器的购买选择。为了解决不同厂家的路由器的互联互通问题，Wi-Fi联盟推出了EasyMesh技术，可以让不同厂家的路由器之间也支持Mesh组网。Wi-Fi联盟的EasyMesh组网但是厂家都各有自己的算盘，本来用互不兼容的Mesh技术就可以圈住用户了，支持了这EasyMesh让用户选别家的产品，这明显对自己不利啊。因此EasyMesh目前的支持率并不高。为了更好地支持Mesh组网，让用户获得更高的网速，厂家就专门拿出一个5GHz频段来做路由器之间的无线回程，这样路由器就需要同时支持一个2.4GHz和两个5GHz频段，因此叫做“三频路由器”。三频Mesh路由器示意
   网上经常有家用组网到底Mesh和AC+AP哪个方案好的疑问，在此给出蜉蝣君的一些看法。首先，无论是Mesh组网还是AC+AP，都可以达到全屋覆盖和无线漫游的效果。Mesh组网在全部使用有线回程的情况下，基本上等同于AC+AP。Mesh组网更为灵活，可用无线回程，也可用有线回程，还可以混合使用，而AC+AP则只能使用有线连接，需要提前规划布线。另外，AC+AP方案中的AC可以置于弱电箱，AP使用面板式也不占空间，所有设备没有任何的网线和电源线外露，非常清爽美观。而Mesh方案则需拖着拉网线和电源线，美观性上要差得多。最后，AC+AP需要购置至少一台路由/AC/PoE一体机和两台AP才有意义，如果要支持千兆网口和Wi-Fi6，这些设备都不便宜；而Mesh组网则亲民多了，两台路由的价格远低于AC+AP。在选择组网方案时，可以根据上述两方案的特点综合考虑。

5. 无线路由器的其他功能简介

对于无线路由器而言，除了前面几期说到的无线接入功能之外，路由功能也非常关键，它解决的是你怎么上网的问题。     上网拨号 一般情况下，你在办理家庭宽带时，运营商会为你分配一个账户，具体表现就是一个用户名和密码，这就是你接入互联网的通行证。路由器上的WAN口用于连接光猫，之后就可以在WAN口配置里，选择上网接入方式。绝大多数情况下，需要选择PPPoE拨号，再输入用户名和密码之后，运营商会给你分配一个IP地址，路由器就成功联网了。Wi-Fi拨号上网示意图
WAN口的联网方式还有动态IP和静态IP这两种方式，不过国内的运营商基本上是不用的。如果家里有两个以上的路由器组成多级路由的话，就需要设置上述两种方式。     NAT（网络地址转换）运营商分配只会给你分配一个公网IP地址，理论上只允许一个设备上网。但现在家家都有多部手机，多台电脑，以及各种物联网设备需要联网，这可怎么办？我们知道，路由器的LAN口及WLAN（Wi-Fi）组成了一个局域网，路由器同样会给接入的每一个设备分配一个不同的IP地址。这些IP地址一般以192.168.x.x开头，他们属于私有地址，只能在局域网内部使用。网络地址转换示意图 这些设备要上网，就必须把私有IP转换成对外的公有IP才行，这就要用到NAT协议。NAT可以把多个私有地址转换为公有地址，这样一来多个设备就可以共享同一个公有IP来上网了。     安全管理路由器作为家庭网关，防火墙的功能一般都是必备的，可抵抗网络攻击。防火墙最常见的功能是DoS（Denial of Service）攻击保护。DoS攻击，俗称拒绝服务攻击，通过发送大量的无用请求数据包，从而耗尽路由器的CPU和内存等资源，导致无法进行正常的服务。网络攻击除了防火墙之外，安全管理还有很多实用的功能。很多人想限制孩子上某些网站，限制使用某些APP，或者限制上网时间段，都可以通过防火墙功能来实现。IP地址过滤：限制接入路由器的用户访问某些IP地址，或者限制局域网内的某个IP地址访问外网。MAC地址过滤：根据MAC地址来限制局域网内的某个设备联网。MAC地址一般是固定不变的，结合时间段的配置，该功能可以实现精细的设备管理。网址/域名过滤：限制联网设备对某些网址，或者域名的访问。如果家里有小孩，可有效管理小孩对某些网站的浏览。应用程序过滤：限制某些应用程序的联网，可以精细设置使能时间段。比如，可以根据需要设置周内禁止玩游戏，周末可限时玩等规则。     其他功能QoS(Quality of Service，服务质量)：对某设备进行限速控制，也可以针对数据包进行优先级控制，比如：游戏优先，网页优先，视频优先等智能控制。DDNS（Dynamic DNS，动态域名服务）：可以用来在自己的或家里架设WEB\MAIL\FTP等服务器，借助路由器DDNS绑定域名，可以将我们电脑作为服务器功能来使用，供外部用户访问。远程下载：可以设置下载地址，并自动从指定的服务器地址下载文件到路由器的存储空间（通过USB接口外接移动硬盘）内，并实现资源共享。路由器除了拨号上网和NAT之外的其他功能，虽然我们一般情况下用得不多，但对此有个大概了解，说不定哪天就用到了。你说呢？

6. 无线路由器的硬件简介

到路由器的硬件，很多人可能会说，我就是要买个路由器而已，又不是造个路由器，知道这么多细节又能做啥？
这种想法，其实……也对。路由器其实跟我们常用的电脑或者手机类似，内部也包含了CPU、内存、硬盘等等对应的配置，这些硬件能力越强，想必路由器的性能也就越强悍。但当你在购物网站打开某款路由器的介绍时，会发现大多数厂家的各种牛逼闪闪的亮点宣传，其实都是顾左右而言它，就是不想告诉你这玩意儿内部到底配了啥。反正绝大多数人对此也没有太多要求。如果优秀的你想要详细了解一款路由器的肚子里到底有多少货，做工到底扎不扎实，就只能去看拆机视频了。到了这一步，事先了解下路由器的硬件组成和作用就是有必要的了。好，那我们这就开始。     CPU说是CPU，其实叫做SoC（System On Chip，片上系统）更为精确，因为一般的处理芯片都集成了CPU和很多其他的重要功能，形成了一个片上系统。无论是中端还是高端路由器，CPU都是当仁不让的计算核心，所有的数据转发都会经过CPU。因此CPU决定了路由器的负载能力，能够承受多少的数据吞吐量，其性能、功耗、散热措施等都是非常重要的。在低端家用路由器中，CPU负责路由表查询和数据包转发。在中高端家用路由器中，CPU主要负责操作系统和其他附加功能的运行，包转发和路由表查询则主要由ASIC芯片完成。目前常见的家用无线路由器CPU厂商主要是这么几个：博通（Broadcom），高通（Qualcomm），MTK（联发科），瑞昱（Realtek）。对于动手能力强，想要刷新第三方固件的用户来说，就需要考虑CPU的品牌和型号了，我们通常认为博通>高通>其它。此外集成了CPU的SoC芯片还决定了对外网口接口的数量，USB接口类型等等。当然，有些路由器使用外置接口的扩展，而不使用SoC集成的配置。     内存（RAM）这里的内存（RAM）和我们通常所说的电脑内存的含义相同，在手机上也叫做运存。无线路由器中的内存主要用来储存操作系统指令，动态数据、缓冲报文等数据。通常来说，路由器内存越大越好。路由器厂家的软件算法优化地好的话，可以节省大量内存，硬件使用效率更优。相对智能手机动辄6G到8G的内存来说，路由器的功能比较少，对内存的需求没有那么大。一般来说，千兆路由器使用128M内存就够用了，256M已经属于高配大内存了。     闪存（Flash）闪存相当于路由器的硬盘，用来存储路由器的固件，也就是操作系统。一般来说，容量16M或者32M就够用了，附加功能或者魔改较多的路由器可能要128M乃至256M，如果不太想刷固件折腾的话不用特别关注。     无线管理芯片顾名思义，无线管理芯片是用来支撑路由器的无线功能的。也就是说，路由器支持Wi-Fi 5还是Wi-Fi 6，几个发射天线，MIMO功能到底如何，都是由无线管理芯片决定。该芯片可以独立部署，也可以集成在SoC芯片中。     功放芯片功放芯片也就是射频前端模块（FEM），由功率放大器（PA）、滤波器、双工器、射频开关、低噪声放大器（LNA）、接收机和发射机等子模块组成，也都封装在射频芯片中。射频前端是无线信号处理距离天线最近的一步，其性能直接和Wi-Fi信号的质量和稳定性相关。无线管理芯片一般都集成了内置的射频前端，但厂家也可以弃之不用，而使用性能更强的外置独立射频前端。一般认为，每根天线都拥有独立的射频前端时路由器才能达到最佳的无线性能，因此有很多路由器以此作为卖点宣传。     网络端口网口是路由器上所必备的，分为连接光猫或者上级路由器的WAN口和具有内部交换功能的LAN口。绝大多数的家用无线路由器都具备一个WAN口和四个LAN口，组网一般都是够用的。考虑到目前无线组网已成为绝对的主流，很多路由器已经把LAN口减配为一个或者两个，甚至不再从硬件上区分WAN口和LAN口，而靠软件去自适应识别。在Wi-Fi6和超过100M以上的宽带已普及的时代，网口速率至少需要选择千兆的。当心不要被配备百兆网口的千兆路由器欺骗，这类路由器的价格一般非常低，购买的时候需要注意。随着光纤入室（FTTR）技术的发展，家庭全光组网方案也已上市。光纤这种介质能提供几乎不受限的传输容量，有超高带宽需求或者考虑未来带宽升级的同学可以考虑。     路由器架构及实物拆解蜉蝣君找到了一张TP-Link某款路由器的架构图，我们可以一起来简单看看这款产品（非广告，这玩意普联也不在国内卖）的里面到底配了些啥。TP-Link路由器首先，最中间的是高通的SoC芯片，内部集成了主频为700MHz的CPU，以及2.4GHz频段的无线管理模块，可支持802.11g（Wi-Fi 3），并连接到了3路外置的射频前端模块，也就是说2.4GHz支持3根天线。
路由器设计架构图从SoC的PCIe总线延伸出去，可以看到另一块支持5GHz频段的无线管理芯片，可支持802.11ac（Wi-Fi 5），也连接到了3路外置的射频前端模块，也就是说5GHz也支持3根天线。
由此可以得出，这是一款支持Wi-Fi 5的双频路由器，两个频段共配置有6根天线，分别都可以支持3x3MIMO，用料还是不错的。可是，路由器的外部仅仅赫然挺立着3根天线，剩余的3根去了哪里？其实是集成在路由器内部的，人家就是这么低调。路由器实物拆解由此可见，靠外置天线数量来推测路由器的能力是很不靠谱的，不迷信八爪鱼看似牛逼的外表，具体性能如何还是要看参数，拆硬件。
好了，关于无线路由器及Wi-Fi的介绍就到这里，希望对大家有所帮助。欢迎点赞，收藏，转发。

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云脑智库 2021-11-26 00:00

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来源：内容由半导体行业观察（ID：icbank）编译自semiwiki

1912 年 4 月 14 日深夜，RMS 泰坦尼克号发送了一条求救信息：它刚刚撞上冰山，正在下沉。尽管广播紧急无线信号今天是常见的，但在20世纪初，这是最尖端的技术。这得益于过去 20 年开发的宽带无线电的发明：火花隙发射器（ spark-gap transmitter）。

火花隙无线电由 Heinrich Hertz 在 1880 年代开发，由 Guglielmo Marconi 改进，他于 1901 年成功地跨大西洋发送了第一个无线电传输。泰坦尼克号灾难之后，使用火花隙发射机的无线电报迅速在大型轮船普及，1912 年的《无线电法》更是要求所有航海船只保持 24 小时的无线电值班。火花隙无线电是当时最先进的技术，可实现船舶之间的无线通信，并在第一次世界大战期间使用。
火花隙无线电的架构与我们目前用在手机、WiFi 网络和蓝牙设备的无线收发器架构有很大不同。现代窄带通信系统调制连续波形射频 (RF) 信号以传输和接收信息。但在当时，火花隙发射器通过电火花产生电磁波，并且没有调制窄带射频信号。火花是使用通过跨两个导体之间的间隙的电弧放电的电容产生的。这些非常短的时间放电会在电线中产生振荡电流，然后激发出一种电磁波，该电磁波辐射出去并且可以在很远的距离内被电磁波拾取。根据众所周知的时频二元性原理，类似于电火花的时间上的短脉冲会产生频率上的宽带信号，这是二十多年来通信的基础。
需要注意的有趣一点是火花隙收音机无法支持连续传输，例如声音信号。一条消息必须由一系列火花组成，传输离散的信息片段，使其成为第一个数字收音机。这种特性非常适合传输摩尔斯电码。然而，当时人们认为火花隙收音机不可能在不丢失信息的情况下传输连续的信号，如语音或音乐。香农和奈奎斯特早在几十年前就展示了如何使用数字调制技术来做到这一点。
数字调制知识的这种差距，加上难以产生高功率火花隙传输是火花隙无线电的致命缺点。第一次世界大战后，使用真空管开发了基于载波的发射器，产生可以携带音频的连续波。如今，几乎所有无线收发器都使用相同的架构，这一切都基于美国工程师 Edwin Armstrong 在 1918 年的工作。称为超外差无线电，这种架构使用混频将接收到的窄带信号转换为相对较低的中频 (IF)，即然后在基带电路中处理。从 1920 年左右开始，这项创新催生了 AM 收音机，十年后又出现了 FM 收音机。到 1920 年代后期，唯一仍在使用的火花发射器是海军舰艇上的传统装置。宽带无线电实际上已经死了。
100 年后宽带的重生

为什么 Apple 会在 2019 年发布带有超宽带 (UWB) 收发器的 iPhone 11，该收发器是在其新的 U1 无线处理器芯片上实现的。答案需要一些侦探工作来寻找可以追溯到上世纪中叶的线索。
第一条线索是 1930 年代和第二次世界大战期间在世界各地的绝密实验室开发的另一种基于脉冲的宽带无线电技术：雷达。RADAR 的故事已经讲过很多次了；它在不列颠海战和太平洋海战中都提供了关键优势。
为了更好地简述本次的技术，我们来重温一下雷达的原理。RADAR 能够确定物体的范围、角度和速度。战后，基于脉冲的收发器再次开始获得发展动力。从 1960 年代到 1990 年代，这项技术被限制在机密程序下的军事应用，既是定位又是通信技术。到 1980 年代中期，美国天主教大学的 Harmuth 和 Sperry Rand Corp 的 Ross 和 Robbins 等 UWB 先驱的大量研究论文、书籍和专利变得可用。由于宽带提供位置数据的独特能力，这一重要的信息来源重新引起了人们对 UWB 系统的兴趣。
苹果对 UWB 的第一个用途是提供定位数据。定位支持增强现实 (AR)、虚拟现实 (VR)、游戏、设备恢复、文件共享和广告信标等领域的许多应用。
被Wi-Fi击败

在上文中，我们讲述了宽带无线电的诞生。事实上，宽带无线电的故事还没有结束……

随着 1990 年代无线通信需求的增长，超宽带 (UWB) 的优势变得更加明显。但是 UWB 系统的商业部署需要在频率分配、谐波和功率限制等方面达成全球协议。随着对 UWB 商业化兴趣的增加，UWB 系统的开发商开始向 FCC 施压，要求批准其用于商业用途。2002 年，联邦通信委员会 (FCC) 终于允许未经许可使用的 UWB 系统。几年后，欧洲电信标准协会 (ETSI) 制定了自己的法规，遗憾的是与 FCC 法规略有不同。其他地区紧随其后，通常与 FCC 或 ETSI 保持一致。
UWB 系统使用短时（即皮秒到纳秒）电磁脉冲来传输和接收信息。它们还具有非常低的占空比，其定义为脉冲出现的时间与总传输时间的比率。根据 2000 年代制定的发射法规，UWB 信号被定义为频谱大于 500 MHz 的信号。大多数国家现在都同意 UWB 的最大输出功率，定义为 -41.3 dBm/MHz。
随着法规的到位，公司联盟开始形成，以标准化物理层和媒体访问控制 (MAC) 层。2002 年，WiMedia 联盟成立，这是一个非营利性行业贸易组织，旨在促进 UWB 技术的采用、监管、标准化和多供应商互操作性。2004 年，无线 USB 推广组和 UWB 论坛紧随其后。
为了理解这些联盟所做的选择，我们应该将它们置于语境中。
在2002 年，WiFi 还是一项相对较新的技术。802.11b 路由器于 1999 年推出，使用 2.4 GHz 频段时的理论最大速度为 11 Mbit/s。802.11a 标准也是在 1999 年定义的，并承诺在 5 GHz 频带中的理论最大速度为 54 Mbit/s，但由于其较高的芯片组成本，在消费领域没有受到关注。2003 年，802.11g 标准推出，在 2.4 GHz 频段提供了 54 Mbit/s 的理论最大速度。尽管事实证明 802.11g 标准取得了巨大的成功，但数据速率仍然受到拥挤的 2.4 GHz 频段的限制，该频段是当时无线 LAN 的骨干，运行在这个频段的还有微波炉和无绳电话！
正是考虑到这些限制，市场提出了新一代 UWB 无线电。随着法规的出台，人们很难抗拒支持 UWB 的高数据速率的承诺。事实上，FCC 在 3.1 和 10.6 GHz 之间分配的 7.5 GHz 带宽对于无线通信工程师来说是极其宝贵的资源。这就是基于 UWB 多频带正交频分复用 (OFDM) 以 480 Mbit/s 的数据速率提出短距离（即几米）文件传输规范的方式。经过几年的发展，第一个零售产品于 2007 年年中开始出货。这在很大程度上是一种过度设计的无线电，以相对经典的方式多路复用多个宽带宽载波，本身并不是类似于火花隙无线电的基于脉冲的无线电。
尽管当时 OFDM UWB 制造了很多噪音并且产品很有前途，但它在 2000 年代后期推向市场却遭遇了一场挑战——2008 年的大衰退，这导致消费电子产品的零售额大幅下降。此外，虽然不同的 UWB 联盟都在开发新产品，但 WiFi 联盟并没有停滞不前。2006年，经过多年的发展和谈判，他们发布了802.11n标准的初稿。它支持多路输入和多路输出 (MIMO) 概念以复用信道，其开发目的是提供高达 600 Mb/s 的数据速率。尽管该标准的最终版本在 2009 年 10 月之前并未发布，但支持该标准草案的路由器于 2007 年开始抢先发货。
给OFDM UWB 棺材打上的最后一颗钉子来自技术本身。当时提出的OFDM UWB收发器RF架构的复杂性和严格的时序要求，导致产品成本相对较高，功耗低。
上述事件和技术过度设计的芯片组的结合标志着高速 UWB 无线电的消亡。当时 UWB 芯片组的领导者 WiQuest 在 2008 年初拥有 85% 的市场份额，于 2008 年 10 月 31 日停止运营。UWB 论坛因与 WiMedia 联盟的方法不一致而未能就标准达成一致后解散。WiMedia 联盟在将其所有规范和技术转让给无线 USB 推广组和蓝牙特别兴趣组后于 2009 年停止运营。然而，蓝牙特别兴趣小组在同年放弃了作为蓝牙 3.0 一部分的 UWB 的开发。
不幸的是，在第一个基于火花隙无线电的 UWB 系统退役几乎整整一个世纪之后，这种基于 OFDM 无线电架构的 UWB 无线电的新迭代正在失宠。
然而，尽管困难重重，世界将不必再等一个世纪，就能看到新的和改进的 UWB 无线电实现。事实上，火花隙无线电将成为这次 UWB 复兴带来更多的灵感。
UWB的复兴

在上文中，我们讨论了过度设计的正交频分复用 (OFDM) 收发器的超宽带 (UWB) 的失败。这标志着所提议的应用——短距离非常高的数据速率（即几百 Mbps）无线链路的终结——而不是技术。事实上，UWB 的历史有点复杂：当高速无线 UWB 提案开始衰落时，其他 UWB 应用正在蓬勃发展。
从二战开始，微波系统的快速发展为UWB系统的发展铺平了道路。在 1960 年代，劳伦斯利弗莫尔国家实验室 (LLNL) 和洛斯阿拉莫斯国家实验室 (LANL) 正在研究脉冲发射器、接收器和天线。这些研究项目并非纯粹的学术研究；开发脉冲系统确实有很大的动力：UWB 可以提供超高分辨率，然后可以用于对象定位、表征和识别。到 1970 年代，UWB 雷达主要用于军事应用。随着研究的不断进展，发现了其他应用，并且在 1990 年代末，多个 UWB 雷达被用于广泛的应用：林业应用、城市地区的穿墙检测、
为了真正理解超宽带的吸引力，我们首先要掌握时频二元性和傅立叶变换。简单来说，这种对偶性表明，如果您有一个无限长的周期时间信号，它将具有无限小的带宽。另一方面，如果您有一个无限短的脉冲信号，它将具有无限大的带宽。换句话说，这意味着您可以用时间换取带宽。你为什么要那样做？这有多种原因，但一个非常重要的原因是实现超高分辨率定位。
确定射频设备之间的距离有两种基本方法：您可以使用接收信号强度 (RSS) 或信号的飞行时间 (ToF)。RSS 是一种实现起来非常简单的技术，可以被任何无线收发器使用，这也解释了为什么它被如此广泛地使用。然而，它的准确性受到严重限制：两个静止物体之间的感知距离将根据其直接路径上的障碍物而变化。例如，如果您有两个设备相距 10 米，但被砖墙隔开，提供 12 dB 的衰减，您会认为这两个设备相距 40 米。ToF 解决了这个问题。通过测量从一个设备到另一个设备所需的时间，您可以精确地提取两个对象之间的距离。在
ToF 显然是在空间中准确定位物体的方法。然而，一个缺点是你需要处理光速，这是相当快的。事实上，光传播 10 厘米只需要 333 皮秒。如果要以厘米精度测量物体之间的距离，则系统需要亚纳秒精度。实现这种精度的最简单方法是发送时间非常短的信号，由于时频二元性，这需要 UWB 信号。
使用 ToF 精确测量距离的可能性在很大程度上解释了 UWB 在最近几年的复兴。准确定位市场在多个领域都在快速增长，未来几年应该会继续保持两位数的增长。多家公司现在都加入了 UWB 的行列，最新的是 Apple，它为 iPhone 11 配备了 UWB 芯片 U1，这似乎是它自己的设计。凭借实施实时定位系统 (RTLS) 的能力，UWB 能够在包括工业 4.0、物联网和车辆在内各种市场中实现大量新应用。
正如我们在本文中看到的，时间可以换取带宽，这可以有利地用于定位。但它也可以提供其他优势。接下来，我们将探讨 UWB 在许多无线应用中的另一个关键优势：极低的延迟。
低延迟为王

作为工程师，我们将延迟理解为触发操作与其响应之间的时间间隔。从无线链路的角度来看，这是发送数据帧和接收数据之间的时间延迟。但是消费者对延迟有一种本能的反应。玩格斗和体育游戏的游戏玩家会体验到延迟，因为在按下按钮和在屏幕上看到预期动作之间存在延迟。这种延迟可能是游戏中生死攸关的问题！显示器和外围设备正在以减少的延迟（例如，240 Hz 刷新率游戏监视器）进行积极营销，因此，令人惊讶的是，有线外围设备在游戏圈中仍然无处不在。
电线，就像人们记忆中那样古老的装置，在延迟方面的优势仍然无可争议。
随着对延迟更敏感的应用程序成为主流，如今对延迟的追求越来越强烈。例如，佩戴增强现实 (AR) 或虚拟现实 (VR) 耳机的设计师和游戏玩家会体验到延迟，因为他们的动作和视觉反应之间存在令人不安的滞后。AR 和 VR 使用户在最轻微的延迟开始时就容易晕车。此外，当角色在屏幕上的嘴唇与他们的声音不同步时，家庭影院所有者就会诅咒这些延迟，虽然可以小心地延迟录制的视频以校准延迟，但需要现场干预的馈送无法从这种策略中受益。这种涉及实时交互的无线延迟问题很容易表现出来，就像在智能手机上打字并看到按键与通过无线耳机传来的按键音频反馈不同步一样。一些手机制造商会通过让键盘音频反馈不通过无线耳机来隐藏这一限制。然而具有讽刺意味的是，在带有准系统有线耳机的过时电话上使用现已失效的音频插孔不会造成延迟问题！这个问题更深入，工业工程师将延迟视为关键传感器和控制系统中不可接受的延迟。
总而言之，当前的无线技术无法提供可接受的游戏、AR/VR、实时视频或工业物联网体验，因此这些应用在 2020 年仍然是有线应用的市场。
大脑通常可以辨别出几十毫秒或更长时间的延迟，一些乐器演奏者能够“感觉到”3 毫秒的延迟。无线延迟有多种原因。它首先是光速的结果，与电线类似。然而，在人类尺度上，光速并不是限制因素，因为 100 米的无线通信只会产生 333 ns 的延迟。第二个原因是收发器中的处理时间。但这通常不是限制因素，因为处理器通常可以在几微秒内完成对帧的操作。第三个原因也是最重要的一个原因是收发器可以传输其数据的速度。在无线收发器中，每个数据帧都必须完全接收后才能进行处理。这意味着传输和接收数据的速度是导致延迟的重要因素。例如，以 1 Mbps 的数据速率传输 1000 位帧将导致 1 ms 的延迟。这被称为通话时间。除了通话时间外，还有媒体访问控制层所需的时间，即MAC-Time，它与协议使用的通信栈有关，可能包括载波侦听、帧确认、帧重传、流控制等。MAC 时间因应用而异，与通话时间相比，MAC 时间可以从可以忽略不计变成主导因素。最终，MAC 时间通常与通话时间相关，因此可以压缩通话时间的无线电能够提供更短的延迟。
结合所有这些因素，很难公平地比较不同无线电的延迟。每种技术都有其目标应用，这意味着 MAC 层已相应开发。需要 99.999% 可靠性的无线链路不会有与尽力而为广播系统相同的延迟。然而，延迟总是有限的，并且源自无线电的通话时间，这是一个很好的比较点。ZigBee 规范背后的 IEEE 802.15.4 标准提供 250 kbps 的数据传输速率，而 BLE 4.2 支持 1 Mbps 和 BLE 5 2 Mbps。这些数据速率为 BLE 提供了几毫秒的通话时间，为 IEEE 802.15.4 提供了数十毫秒的通话时间。这些通话时间被 MAC 层进一步“放大”，并导致更长的整体延迟，可能超过 100 毫秒，
减少延迟的一个好方法是提高数据速率，Wi-Fi 很好地应用了这种方法。随着 802.11 标准现在支持在单个链路上传输数百 Mbps 的数据，我们现在可以看到单个帧的亚毫秒级延迟。然而，这种延迟是以功耗为代价的。Wi-Fi 标准支持超过 2000 字节的大数据包，并使用需要耗电电路的复杂调制。
延迟实际上是 5G 网络发展背后的主要驱动因素之一。承诺几毫秒的延迟，5G 将提供比 LTE 快10 倍的 改进。然而，5G 无线电具有与 Wi-Fi 类似的缺点，即功耗非常高，阻碍了它们在大多数物联网设备中的使用。因此，我们可以在几毫秒内将数据路由数百公里，但使用较低功率的无线电完成最后一百米需要更多时间。
UWB 弥合了长距离、高数据速率收发器（Wi-Fi 和 5G）与短距离低数据速率解决方案（如 BLE 和 Zigbee）之间的差距。UWB 使用快速的 2 ns 脉冲来达到数十 Mbps 的数据速率。这提供了比 BLE 短一个数量级的通话时间，达到亚毫秒级延迟。当与 5G 结合时，UWB 是提供最后 100 米低延迟连接的有力候选者。
UWB 的亚毫秒延迟和相对较大的数据速率可以实现多种新的交互体验和应用，而这些体验和应用以前是其他短距离无线电无法实现的。然而，UWB 的一个非常重要的方面，即物联网革命所需的一个方面，尚未讨论：低功耗操作。
低功耗是黄金

在一个一切都无线化并且所有设备都需要远程控制的世界中，功耗的重要性正在显着增加。
在由四部分（传感器、微控制器、PMU 和收发器）组成的简单传感器节点中，无线收发器在很大程度上是总功耗的主要贡献者。事实上，用于无线功能的功率百分比可以超过总功耗的 90%。无线耳机、游戏控制器和电脑键盘和鼠标的功耗由无线收发器带来的。
在过去的 15 年中，降低功耗一直在推动无线芯片的发展。经过多年的发展，BLE于2006年被批准用于解决蓝牙的功耗问题。最近，蓝牙 5.2 增加了一些功能，以减少不同应用程序的消耗，包括音频。然而，这些修改大多是渐进的。从根本上说，功耗的降低受到架构的物理限制；基于载波的收发器总是需要大量功率来启动、稳定和维持其 RF 振荡器。经过二十年的优化，蓝牙已经到了收益递减的地步。所有窄带技术都是如此：获得一个数量级需要无线传输的新范式。原因如下：

在上图中，您可以看到所有窄带无线电架构（如蓝牙）中固有的两个显著功率损失：
晶体振荡器开销（左下）削弱了低数据速率性能：蓝牙使用 ~20 MHz 晶体振荡器，需要几毫瓦来启动和稳定。UWB 无线电可以使用不需要高频晶体振荡器的脉冲运行，并且可以设计为以低定时功耗开销运行。
载波开销（中上）会影响高数据速率性能：如第 4 部分所述，在窄带宽信道（例如蓝牙无线电中使用的信道）上传输大量数据需要大量时间和功率。可以传输大量数据当分布在宽带宽上时速度要快得多，使发射器保持开启的持续时间要短得多，并显著降低功耗。这意味着对于相同的消耗功率，UWB 可以传输更多的数据。（最右上角）
如果你从头开始设计一个短距离 (50-100m) 无线协议，以最大限度地减少功耗和延迟并最大限度地提高数据速率，您可能会经历以下思考过程：
首先，尽量减少发射器和接收器的开机时间。为此，每个信号都应尽可能短。从时频二元性我们知道，时间短的信号带宽很宽，因此该解决方案将使用宽带通信，因此选择了免授权UWB频谱。
其次，确保发射器和接收器能够尽快启动和关闭。这使得难以使用使用传统高精度 RF 振荡器的收发器。最小化功耗的最佳架构是使用 UWB 脉冲无线电，而无需 RF 载波本身。从上图中的数据可以看出，该方法为短距离通信提供了尽可能低的功率分布。
由于 UWB 不使用高频载波振荡器，因此 UWB 收发器可以非常快速地开启，并且在给定功率水平下传输的数据速率远高于窄带无线电。
秘密终于揭晓

在文章的开头我们提了一个问题，那就是为什么苹果 2019 年在 iPhone 11 中植入了 UWB 收发器？在 2020 年初， UWB 芯片供应商 Decawave 被Qorvo以大约5亿美元的价格被收购？为什么通用汽车、福特汽车、丰田汽车、尼桑汽车、本田汽车、现代汽车、大众汽车、宝马汽车和梅赛德斯汽车等汽车制造商都在投资 UWB？
答案现在很清楚：UWB 提供了准确定位、超低功耗、超低延迟和高带宽的独特组合，这是任何其他短距离无线技术无法比拟的。2021 年的超宽带部署侧重于精确定位和基于位置的服务：安全无钥匙进入、免提支付和室内导航。即将推出具有高达蓝牙 10 倍带宽的低功耗和无电池数据物联网网络。
正如大家所熟知，蓝牙在低带宽、低保真通信（例如无线耳机和耳塞）方面取得了巨大成功。那么，为什么苹果要在 iPhone 11 中设计另一个收发器呢？那就是为超出蓝牙设计限制的新兴应用提供服务，尤其是准确定位。
在前文中，我们探讨了像蓝牙这样的窄带协议如何具有基本限制，这使其不如 UWB 那样适合极低功耗、低延迟和无电池应用：
数据速率限制：蓝牙规范将空中带宽限制为仅 3 Mbps，并且在大多数系统中限制为小于 1 Mbps。UWB 可以以数十 Mbps 的速度运行。
低数据速率功率：即使在最低数据速率下，振荡器开销和长数据包持续时间也可将蓝牙的最小功率保持在几毫瓦。为低功耗操作和数据流量身定制的 UWB可以以低于 10 μW 的速度传输 1 kbps，从而使由能量收集供电的无电池传感器成为可能。
延迟：蓝牙延迟通常超过 100 毫秒，耳机用户将其视为回声、长时间的音频延迟和通话时互相交谈。这种延迟使得蓝牙对于游戏控制器和 AR/VR 等交互式应用没有吸引力，对于工业传感器和控制系统来说也是不可接受的。UWB 为近实时机器控制和交互式娱乐系统提供亚毫秒级延迟。
定位：定位服务和精准定位是UWB众所周知的强项，可以在10厘米精度内测量相对位置。这是蓝牙无法实现的，它很难获得几米以下的精度。
抗干扰性：3-10 GHz 频段变得拥挤。除了LTE、5G和WiFi，包括最近发布的WiFi 6E，都占据了这个频谱的不同部分。实现稳健的 UWB 通信是可能的，但必须谨慎完成，以便在不妨碍所有其他基于载波的信号并有效拒绝它们的情况下运行。
事实上，对于短距离、低功耗的应用，UWB 优于 WLAN 和 Zigbee 以及经典的蓝牙和 BLE：

此图表比较了 Zigbee、BLE 和 UWB 的 200kbps 完整链路的能效：

当您将激励和稳定载波频率以及传输窄带数据所需的所有功耗加起来时，总和比 UWB 高 1-2 个数量级（专为低功率运行而设计）。
今天的 UWB 与 100 年前的火花隙前辈不同。尽管自近一个世纪前火花隙消失以来窄带无线电一直主导着通信，但超宽带正处于大规模复兴的开始。毕竟，它是大约 20 年来第一个包含在智能手机中的新的未经许可的频谱无线技术，其他手机制造商也纷纷效仿苹果公司的做法。UWB 的“超能力”直接解决了窄带无法提供的新应用的功率、带宽和延迟需求。UWB 非常适合主导许多新兴的低功耗、低延迟、更高数据速率的应用，并为无电池应用铺平道路。

－ The End －

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任何一项新生的通信技术，从诞生到成熟，都要经历制定标准、研制试用、商用推广几个阶段。从5G问世以来，伴随着5G的另一个热词——5G超级上行也成了大家的关注焦点。经历了三年多时间，5G超级上行的规模商用终于来了。

据华为消息，业界首次5G超级上行“跨站”灵活配对技术，在近日终于实现了全网商用。广州联通联合华为一起，累积将近3000个站点开通了5G超级上行，这样一来，5G超级上行的生效用户比起传统方式又增加了一倍。

那么，什么是5G上行呢？

想理解这个问题，必须先明白什么是上行。大家都知道，从2G到4G，我们对于网络的需求，更多的是从网站下载内容，这就是对网络下行的需求。但是从2019年末，受一些原因影响，大家长时间居家，网络成了联络人际关系的主要途径，在线网课、线上会议、高清直播都成了人们的迫切需求，而这些都需要能够实时上传高清视频。有数据显示，在那段时间里，全球移动网络增长了40%的上行流量。

如果说，这是上行流量需求刚刚崭露头角，那接下来的一段时间里，沉浸式视频、交互式视频的流行，把人们对上行流量的需求推到了一个新的高峰。这也是上行流量第一次在移动网络中占据核心位置。

然而，5G比2G、3G、4G的频段更高，小区覆盖范围更小。不过，网络下行可以通过增加基站的发射功率，或者采用波束赋形的技术来弥补；但是网络上行就没那么简单了，手机发射的功率和天线的数量都成了制约上行的绊脚石。举个例子，基站就好比是个大喇叭在广播，而手机好比我们人发声，一旦手机和基站离得太远，就算人喊破喉咙，基站也很难听见。

所以，5G超级上行顺势而生。回到刚开始的问题，什么是5G超级上行？

简单来说，5G的双工模式有两种：一种是上行和下行绑定在同一个频段上，我们把这种模式称作是FDD，也叫双频分工，这种模式下，上行下行分别在独立的信道上传输，就像我们的双向车道，两个方向来车各跑各的，互不干扰。还有一种是上行和下行在同一个频率信道上传输信号，只不过两者传送信号的时间不同，这种模式我们称作是TDD模式。这种模式下，上行和下行就像潮汐车道，大家分时间跑。

而5G超级上行，就是TDD和PDD协同的情况下，低频高频互补，充分发挥3.5G大带宽能力，不仅能够提高上行的带宽，还能提升上行的覆盖范围。5G超级上行“跨站”灵活配对技术，能够让TDD小区和FDD小区的超级上行配对最优化，简单来说，就是提高了5G网络覆盖和用户体验感，让上行用户的视频体验达到1080p和4K水平。

以上就是关于华为5G在业内首次实现“跨站”规模商用的相关内容。对于华为5G超级上行，大家有什么想说的？欢迎在评论区留言交流。我是柏柏说科技，资深半导体科技爱好者。关注我，带你了解更多最新的半导体资讯，学习更多有用的半导体知识。

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元电子战 2022-02-08 00:00

以下文章来源于云脑智库 ，作者相控阵老刘

云脑智库.

努力是一种生活态度，与年龄无关！专注搬运、分享、发表雷达、卫通、通信、化合物半导体、电子战、数据链、量子技术等技术应用、行业调研、前沿技术探索！专注相控阵、太赫兹、微波光子、光学、芯片、人工智能等前沿技术学习、分享

来源：云脑智库

编者注：这是07年参加工作时学习的一本书，当时做了笔记，今天整理出来分享给大家，时间久远，不正之处，敬请指正！本学习笔记仅对前三章基本知识做了整理，后续应用部分，请参考该书籍阅读！

第一章.绪论1.1微带天线的历史和优缺点

微带天线最初作为火箭和导弹上的共形全向天线获得了应用，现在微带天线广泛应用于大约100MHz～100GHz的宽广频域上的大量无线电设备中，特别是飞行器上和地面便携设备中。微带天线的特征是比通常的微波天线有更多的物理参数，具有任意的几何形状和尺寸，有三种基本类型：微带贴片天线、微带行波天线和微带缝隙天线。

和常用的微波天线相比，具有以下优点：1）体积小、重量轻、低剖面、能与载体共形，并且除了在馈电点处要开出引线外，不破坏载体的机械结构。2）性能多样化。设计的微带元最大辐射方向可以在边射到端射范围内调整，实现多种几何方式，还可以实现在双频或多频方式下工作3）能够与有源器件、电路集成为统一的组件，适合大规模生产，简化整机的制作和调试，大大降低成本

和其它天线相比，其缺点如下：

1）相对带宽较窄，特别是谐振式微带天线（目前已经有了一些改进方法）2）损耗较大，因此效率较低，特别是行波型微带天线，在匹配负载上有较大损耗3）单个微带天线的功率容量较小4）介质基片对性能影响较大。由于工艺条件的限制，批量生产的介质基片的均匀性和一致性还有欠缺，影响了微带天线的批产和大型天线阵的构建

相对带宽较窄一般认为是微带天线的主要缺点，单现在采用孔径耦合的层叠式结构的微带天线，其阻抗带宽已经达到69％左右，具有广阔的应用前景，一般而言，它在飞行器上的应用处于优越地位，如卫星通信、导引头、共形相控阵等，在较低功率的各种军用民用设备如医用探头等，由于它可以集成化，使其在毫米波段的优势更为明显。

1.2微带天线的分析设计方法

天线分析的基本问题就是求解天线在周围空间建立的电磁场，求得电磁场之后，进而得到其方向图、增益和输入阻抗等特性指标。分析微带天线的基本理论大致可分为三类。最早出现的也是最简单的是传输线模型（TLM，Transmission Line Model）理论，主要用于矩形贴片，更严格更有用的是空腔模型理论（CM，Cavity Model），可用于各种规则贴片（基本限于天线厚度远小于波长的情况）最严格而计算最复杂的是积分方程法（IEM，Integral Equation Method），即全波理论（FW，Full Wave），理论上讲，积分方程法可用于各种结构、任意厚度的微带天线，但要受计算模型的精度和机时的限制。从数学处理上看，第一种理论将分析简化为一维的传输线问题；第二种理论则发展到基于边值问题的求解；第三种理论进一步可以计入第三维的变化，不过计算费时。基于积分方程的简化产生了格林函数法（GFA，Green’s Function Approach）；由空腔模型扩展到多端口网络法（MNA，Multiport network Approach）.

微带线的传输模式是将微带线看成一种开放线路，因此其电磁场可无限延伸。这样微带线的场空间由两个不同介电常数的区域（空气和介质）构成，只有填充均匀媒质的传输线才能传输单一的纯横向场－TEM模。由于空气－介质分界面的存在，使得微带中的传输模是具有电场、磁场所有三个分量（包括纵向分量）的混合模，但在频率不太高如12GHz以下，基片厚度远小于工作波长，能量大部分都集中在导体带下面的介质基片内，且此区域的纵向场分量很弱，因此微带传输的主模和TEM模很相似，称为准TEM模。传输线法最简单，也最为直观，利用端缝辐射的概念说明辐射的机理，由于传输线模式的限制，其难于应用在矩形片以外的情况，对于矩形片，传输线模式相当于腔模理论中的基膜。在谐振频率上，计算的场分布与实际很接近，参量计算合乎工程精度，但失谐大时，相差很大，计算不再可靠，基本的传输线法对谐振频率的预测是不够准确的，利用一些修正方法（如等效伸长）可将误差减小到1％以内，如果通过样品实测谐振频率，然后在调整，效果更好。

空腔模型理论基于薄微带天线的假设，将微带贴片与接地板之间的空间看成是四周为磁臂，上下为电壁的谐振腔（确切的说是漏波空腔）。天线辐射场由空腔四周的等效磁流来得出，天线的输入阻抗可根据空腔内场和馈源边界条件来求得。腔模理论特别是多模理论是对传输线法的发展，能应用于范围更广的微带天线，并且由于计及了高次模，因此算得的阻抗曲线较准，且计算量不算大，比较适合工程设计的需要。但基本的腔模理论同样要经过修正，才能得到较为准确的结果。特别是边界导纳的引入，把腔内外的电磁问题分成为独立的问题，这在理论上是严格的，只是边界导纳的确定很困难，计算只能是近似的。在腔模理论中，认为腔内场是二维函数，这在薄基片时是合理的，而对于厚基片则将引入误差。由于微带天线的目的就是降低抛面高度，因此在大多数情况下是不成问题的，但在毫米波段就需要另行考虑了。

积分方程法和腔模理论的基本立足点不同，它讨论的是开放的空间，是以开放空间的格林函数为基础，基本方程是严格的，除了少数例外，通常用矩量法求解。

要得到高增益、扫描波束或波束控制等特性，只有将离散的辐射元组成阵列才有可能，同一阵列中辐射元可以相同也可以不同，在空间可以排成线阵、面阵或立体阵。

1.3 微带天线的应用微带天线优势有低剖面、价格偏移并可制成多功能、可共形的天线；可集成到无线电设备内部，可用于室内外，尺寸可大可小，大的微带天线其长度可达十几米。微带天线在空间技术中如X－SAR（X波段合成孔径雷达）、SIR（航天飞船成像雷达）、海洋卫星等以不同的微带形式完成特定的功能。在可移动卫星通信中以及内部集成的微带天线在PCS（个人通信业务）/蜂窝电话和其它手持便携式通信设备中都有广泛的应用。注：便携式无限通信设备一般要求天线要小、轻、对两个正交极化灵敏。辐射方向图在所有主平面上必须是准各向同性的，并且，在许多应用中，需要宽频带。人体对天线的影响以及人体对天线辐射的吸收都要尽可能的小，此外，总是希望天线集成在印制电路板上或塑料盒里。由此需要使用内部集成的天线，例如微带天线。内置天线机械强度大，不易折断；不增加设备的尺寸；使用不需要拉伸，人为影响小；并且使用高水平的防护技术，可以使天线与人体的作用减到最小。微带天线能提供50Ω输入阻抗，因此不需要匹配电路或变换器；比较容易精确制造，可重复性较好；可通过耦合馈电，天线和RF电路不需要物理连接；较易将发射和接收信号频段分开，因此可以省掉收发转换开关或至少使设计简化；容易制成双频段双极化模式。因此微带天线是最好的选择之一。第二章.微带阵列天线的基本理论

天线是各种无线电设备必不可少的组成部分，它能有效的、定向的辐射或接收无线电波并通过馈线与收发系统联系起来，起着能量转换作用。

从本质上讲，微波传输线（传输微波信息和能量的各种形式的传输系统的总称）是一个封闭系统，基本功能就是传输电磁能量，其电磁场被束缚在传输线附近而不会辐射到遥远的空间，自身的不连续性可以用来构成各种形式的微波元件。天线是由传输线演变而来，但其基本功能是向空间辐射或接收电磁能量，是一个开放的系统。

不管是线天线还是面天线，其辐射源都是高频电流元，这是共性。因此讨论电流元的辐射场是讨论天线问题的出发点。

要解决天线的两个最主要的问题是阻抗特性和方向特性。前者要解决特性和馈线的匹配问题；后者要解决辐射和定向接收问题，亦即解决提高发射功率或接收机灵敏度问题。但这一切都要先求出天线在远区的电磁场分布。为此需要求解满足天线边界条件的麦克斯韦方程组。严格数学求解是很困难的，经常采用工程近似的方法进行研究，即用某种初始场的近似分布代替真实的准确分布来计算辐射场。这样可以避免严格的理论求解又可以获取一定的精确度。

2.1 微带天线单元结构最简单的微带天线是由贴在带有金属底板的介质基片上的辐射贴片构成。贴片导体通常是铜或金，可采取任意形状。但通常采用常规的形状以简化分析和预期其性能。基片的介电常数应较低，这样可以增强产生辐射的边缘场。微带天线单元/阵列其结构通常都比较简单，但电磁场的分析却很复杂。一方面，微带天线的品质因数很高，较难得到精确的阻抗特性；介质的各向异性、加载、损耗、表面波效应等影响也较严重。另一方面，微带特性几何结构多样（不同贴片单元形状、馈电方法以及寄生单元或层叠单元的应用，共面馈电网络与有源线路的集成等）。微带特性的分析方法主要分为基于简化假设的近似方法和全波分析方法两类。全波分析法有更好的适应性和更高的精度，但速度较慢。第一类方法包括传输线模型、空腔模型和分段模型。该方法讲贴片单元当作一段传输线或是空腔谐振器，简化了分析和计算，提高了速度，物理概念清晰，可以提供设计的初始数据。2.1.1微带天线的传输线模型  基本假设：1）微带片和金属底板构成一段微带传输线，传输准TEM波，波的传输方向决定于馈电点。线段长度L≈λ_g/2，λ_g为准TEM波的波长。场在传输方向上是驻波分布，而在垂直方向上是常数。2）传输线的两个开口端（始端和末端）等效为两个辐射缝，场为W，宽为h，缝口径场即为传输线开口端场强。缝平面看作位于微带片两端的延伸面上，即是讲开口面向上折转90^o，而开口场强随之折转。由上可见当L＝λ_g/2时，二缝上切向电场均为x方向，且等幅同相，它们等效为磁流，由于金属底板的作用，相当于有二倍磁流向上半空间辐射。缝隙上等效磁流密度为M_s＝－2V/hV为传输线开口端电压。

由于缝已经放平，在计算上半空间辐射场时，就可以按照自由空间处理。这是这种方法的方便之处。

图2.1 传输线法物理模型
2.1.2辐射元方向图

微带辐射元的方向图可由其等效磁流元的辐射场得出。

由图2.1可见，微带天线的辐射等效为二元缝阵的辐射，并且缝上等效磁流是均匀的，可求出天线的辐射场为：
2.2微带阵列

微带天线单元的增益一般只有6～8dB。为获得更大增益，或为了实现特定的方向性要求，常采用由微带辐射元组成的微带阵列。最简单的排阵方式是直线阵。其馈电结构一般采用串馈或并馈。

2.2.1线阵辐射特性

由相同而且取向一致的辐射元组成的阵列方向图是其辐射元方向图和阵因子方向图的乘积（方向图乘积定理）。阵因子方向图就是将实际辐射元用无方向性的点源代替（具有原来的机理振幅和相位）而形成的阵方向图。微带辐射元的方向图可由其等效磁流元的辐射场得出，这样就可以求出微带线阵的的辐射特性。

图2.2 N元线阵

一般根据下式进行选择不出现栅瓣的元间距：

2.2.2平面阵天线

如图2.3所示，矩形平面阵中各单元相同，位于原点的第00号单元为阵的中心点，x方向单元编号m∈（－M~M），y方向的单元编号n∈（－N~N），第00号单元为相位参考点，忽略阵中各单元间的互耦影响时，设各元的激励电流为：

由此可见平面阵因子是两个线阵因子的乘积，因此可以用线阵方向性分析的结果分析平面阵的方向性。在x方向线阵形成围绕x轴的圆锥形波束，y方向形成围绕y轴的圆锥波束。因此，平面阵因子的主瓣是两个线阵圆锥主瓣相交部分的乘积，这就得到了两个针状主瓣，一个指向z>0空间，另一个指向z<0空间。在实际应用中，总是选择阵为单向辐射，即只有z>0空间辐射的针状主瓣。研究两个主平面的方向图特性时:

图2.3矩形平面阵

2.3电扫描天线   由于天线波束的指向始终与相位波阵面相垂直，因此，只要改变相位波阵面的位置，就能实现天线波束的扫描。根据改变相位波阵面的方法不同，波束扫描大致分为三类：1.相位扫描在阵列中每一个单元都安装一个移相器，相移量能在0～2π之间调整，用电子控制每个移相器，以达到快速扫描的目的，即相控阵天线，阵中每个单元间距为d，波束扫描角为θ0，则相邻单元之间的相移量为ψ=2πd sinθ0/λ，可见相位扫描具有频率敏感性，即如果相位不随频率变化，则扫描角θ0必与频率有关，改变频率也会改变波束扫描角。2.时延扫描将相扫天线中的每一个移相器都换成可变时间延迟线，则相邻单元之间的相移量变换为时间延迟量t=dsinθ0/c，式中c为电磁波在真空中的传播速度为一常数，由此可知波束扫描角θ0与频率无关3.频率扫描频扫天线的波束指向就是随发射机振荡频率的改变而变化，即波束指向是频率的函数，而一般的频扫天线总是与相扫天线结合应用构成所谓的三坐标雷达，即方位面采用相扫，俯仰面采用频扫。2.3.1相控阵天线   电扫描天线的典型形式就是相控阵天线。它与传统的机械扫描天线相比，具有高增益、大功率、多波束和多功能、高数据率、高可靠性和易实现接收机自动控制等诸多优点。   相控阵天线的典型框图如图2.4所示:

发射机的射频能量经馈电网络进行功率分配，按预定比例馈送到阵列中的各个单元的移相器，经适当的移相后在馈给阵列各单元进行辐射。波束控制指令信号输入计算机，运算后通过移相器控制电路进入各单元移相器，分别控制各自的相移量，从而获得各相邻单元间所要求的相位差，使天线波束指向预期方向。

事实上，如果将n个完全相同的天线所组成的n元均匀线阵中的每个天线都带上一个可控移相器，则该天线阵就成为一维相控阵天线。

假如单元天线的馈电电流不同相，设相邻两单元的电流间的相移为δ，则当改变δ时，波束指向在扫描空间移动。设最大辐射方向发生在θm0，则有δ=-kdsinθm0。由此，改变相邻单元之间的相位差δ，就可以改变波束的最大辐射方向θm0，实现波束扫描。

2.3.2盲点效应   在相控阵天线的设计中，必须考虑两个问题：1）在实空间不出现栅瓣2）抑制或消除盲点实践发现，当波束扫描到某一角度θn，天线处于全反射状态，既不辐射也不接收能量，角θn称为盲点。从物理本质上讲，产生盲点的原因有两个。一是相控阵中存在高次模和互耦效应。高次模发生在一个单元，而其它单元都与它们的发射机端接。由于互耦效应，在某些特定扫描角上，被激励起的高次模与主模耦合，致使口面场受到抵消。因而不能辐射也不能接收功率。二是漏波的抵消效应，所谓漏波是指当阵列单元辐射时，有一部分沿阵列表面向后泄漏的能量，这个漏波在这里的无源端接的单元上也会产生辐射波，于是原始的辐射波与漏波产生的辐射波在阵外空间叠加，在某个特定方向上造成盲点。在工程上，消除盲点的主要措施是合理选择阵格尺寸和辐射单元的口径尺寸。单元口径尺寸越大，盲点越靠近阵列的法线方向，因此应尽量减小口径尺寸，使盲点靠近栅瓣方向，再选用较小尺寸的阵格，使栅瓣远离扫描空间，这样既可以再扫描空间不出现栅瓣又抑制了盲点。2.3.3天线的副瓣性能   在相控阵天线的系统性能中，天线的副瓣特性是很重要的，相控阵天线的副瓣特性在很大程度上决定了雷达抗干扰、抗反辐射导弹及杂波抑制等战术性能，是雷达系统的一个重要指标。为降低相控阵天线的副瓣电平，通常对阵面天线单元的电流分布采用各种形式的加权，但加权之后，天线波束的主瓣展宽，将降低天线增益和雷达角分辨率，不利于抗从主瓣进入的干扰。低副瓣与超低副瓣天线通常是指副瓣电平必主瓣电平低30dB与40dB的以上的天线。为实现这样的天线，对面天线而言，主要是应按要求的副瓣电平来设计天线口径照射函数，实现所需的加权。具体实现办法是：可在馈线网络中采用不等功率分配器或衰减器加等功率分配器，也可将衰减器与不等功率分配器混用。此外天线反射面的加工必须严格保证公差要求，使天线口径面上的实际电流分布与理论上所要求的分布在幅度和相位上的误差低于所容许的范围。对于阵列天线，为获得低副瓣性能，除幅度加权外，还可采用密度加权、相位加权等方法来实现等效的幅度加权口径照射函数。阵列中各天线单元激励电流的幅度和相位误差以及各天线单元的安装公差，应严格低于额定副瓣电平所容许的范围。此外，设计中还应考虑各天线单元之间的互耦效应。同时，因为天线波束可以在一个较大的空间范围内进行扫描，随着扫描角的变化，天线单元之间的互耦也会发生变化，各天线单元激励电流的幅度和相位也会发生变化，所以为了实现低副瓣与超低副瓣电平，还必须考虑天线波束扫描产生的影响。除了精心设计天线单元，采用单元之间的去耦措施外，解决此问题的一种思路是统一设计天线单元和馈电网络。馈电网络的设计，要考虑天线单元之间互耦随波束扫描而变化的因素。在一定条件下，馈电网络的设计应具有随波束扫描变化而进行自适应调整的能力。密度加权天线阵是一种不等间距加权天线阵。不等间距天线阵中各有源天线单元的间距是不等的，靠近阵列中心的单元其间距小些，偏离阵列中心越远的单元，其间距越大，但各天线单元激励电流的幅度都相同。密度加权天线阵是以抬高远区副瓣电平为代价（会因此降低天线增益）来降低主瓣附近的副瓣电平。对采用数字式移相器的天线阵列，如果在波束控制信号之外还将相位加权控制信号加到阵列中某些单元的移相器上，改变阵列各天线单元激励电流的相位，那么也可以得到类似于加权的效果，降低天线波瓣主瓣附近副瓣电平。2.3.4阵列单元随机幅度与相位误差的影响  相控阵天线中各单元的激励电流在幅度和相位上存在着随机幅度与相位误差（不可能完全相同），引起幅相误差的原因很多，如天线单元方向图的不一致，天线单元的安装误差、天线单元的损坏、天线单元之间互耦引起的天线单元的阻抗变化和驻波变化、馈线各单元通道之间的幅相误差（如移相器的误差，阻抗不匹配引起反射所产生的幅相误差、温度变化影响等）。这类误差具有随机性，对天线波瓣的副瓣电平、天线增益以及波束指向等均有重要影响。但总的来说，各天线单元的随机幅相误差对天线增益的影响较大，对天线副瓣和阵列波束的指向精度的影响较小。采用集中式发射机或子阵式发射机的相控阵雷达，一部发射机要负责给整个发射相控阵天线或发射天线子阵馈电。从发射机输出端到每一个天线单元，必须有一个发射馈线系统，将发射机输出信号功率分配到各个天线单元。对于接收相控阵天线，各个天线单元接收到的信号，必须经过一个接收馈线系统逐级相加，然后送至接收机输入端。发射或接收馈线系统都由许多不同的馈线元件如功率分配器、移相器、传输线段、调谐元件、定向耦合器等组成，各个馈线元件的连接不可能做到完全匹配，这些连接点处，存在电磁波反射。当各个节点处的多次发射波重新到达天线单元（对发射阵）或接收机输入端（对接收机）时，这些反射波与主入射波叠加，对发射阵来说，使各天线单元辐射出去的信号的相位和幅度发生变化，对接收阵而言，则使各天线单元接收到的信号在到达接收机输入端时产生幅度和相位起伏。2.4 互耦效应对阵性能的影响微带阵列天线中，各微带元之间存在互耦效应，将导致：1）单元在阵中的方向图与孤立元的方向图不同；2）阵中单元的输入阻抗与孤立元的输入阻抗不同；3）对于相控阵，阵中单元的输入阻抗将随扫描角的改变而改变，这会引起阵的失配和单元效率（或增益）的降低；4）天线的极化特性要变坏2.4.1互耦对阵元方向图的影响   设M×N个微带天线元组成的阵列，阵中只有第j个单元接上电源，而其余单元都端接匹配负载。从物理意义上，可以看出此时单元在阵中的方向图将不同于孤立元的方向图（存在互耦的影响）。互耦的存在将使第j个元上的辐射的能量有一部分耦合到其它阵元，耦合能量的一部分被其端接负载所消耗，另一部分将再辐射，因此，阵中单元方向图将不同于孤立元的方向图。而且，对于有限数目阵元组成的阵列，由于各阵元再阵中所处的位置不同，它所受到的互耦影响也不同，故再阵中单元方向图也不相同。只有在无限阵列中，各元在阵中单元方向图才相同。严格的讲，由于互耦的影响，将使微带天线贴片上电流分布规律也有变化。特别是对相控阵天线，随着扫描角的变化，电流分布也要改变。对于一个大阵，由于阵的总方向图的主瓣很窄，而一般阵元的方向图主瓣很宽。即阵元方向图对阵的总方向图中主瓣和前面几个旁瓣的影响不太大。在这种情况下，计算总方向图时，可以忽略互耦影响，这就是一般阵天线中常用的分析方法，这是一种近似方法。而对于扫描波束的相控阵天线，就不能忽略这种互耦影响。2.4.2互耦对阵元输入阻抗和匹配的影响   两种分析方法：互阻抗法和散射矩阵法（两种方法得到的结果相同）   有源阵列的输入阻抗将随波束扫描方向的变化而变化，这是由于互耦影响形成的。对于一个有限尺寸的阵列，由于各阵元在阵中的位置不同，其互阻抗也不同，所以一般来说，各阵元的有源输入阻抗也不完全相同。严格的说，只有无限大尺寸的阵列，各阵元在阵中所处的环境完全相同，那么各阵元的有源输入阻抗才会相同。对于有限尺寸的大阵，除位于阵边缘的少数阵元外，其它多数阵元的输入阻抗可以近似认为是相同的。如果连接电源和阵元之间的传输线已与电源内阻抗相匹配，则在第mn个元输入端处的反射系数为:

可见，反射系数也将随波束扫描方向的改变而改变，所以在相控阵天线中不仅需要考虑到阵元在一定的频带范围内的阻抗匹配（即宽带匹配），而且还要考虑到在一定的扫描范围内的阻抗匹配（即宽角匹配）。这是相控阵天线与非电控扫描天线以及一般天线的不同之处。后两者只需要考虑宽带阻抗匹配。

利用互耦系数构成的散射矩阵来计算反射系数随扫描方向的变化是较为直接而又简便的方法。这是因为散射矩阵直接与入射电压波和反射电压波相联系，而且在微波网络中能直接测量的是耦合系数（或称为散射系数）。

2.4.3互耦对相控阵天线增益的影响

2.4.4确定微带天线元之间互耦的方法  两种方法：一是通过实验测量，二是利用分析和计算方法得出a).实验测定法确定各元之间互耦的一种最符合实际的的方法是直接在阵中进行测量，实际上，利用散射系数的互易性，以及阵结构的对称性可以使测量次数大大减小。同时，对于大阵，在阵中除靠边缘的阵元外，对位于阵中间的单元可近似认为它们所处的阵环境相同。因此，可以认为它们的反射系数相同，这样只要选择在阵中不同位置的几个典型单元，确定它们的反射系数就可以反映整个阵的反射特性。通常在设计阵时，往往只用两个阵元，只需要实测这两个阵元之间的耦合系数，而忽略其它阵元对它们的影响。因此，只要测出这两个元在不同取向和位置时的耦合系数，据此计算阵的反射系数，并设计匹配措施。但要注意一点，对于波导型、缝隙或振子阵元，这样的测量只要在一块较大的金属板（作为接地平面）上放置阵元即可。对微带特性元除了接地平面外，还必须考虑它们之间有介质基片，这是不能忽略的。元间距在几个波长范围内的耦合系数变化的一般规律：1）随着元间距的加大，耦合系数减小，在E面耦合系数近似按1/d减小；在H面耦合系数减小更快，近似按1/d²减小。而耦合系数的相位滞后基本上按kd成直线变化。这意味着在微带基片较薄和间距不太大时，耦合主要取决于空间辐射波，表面波耦合不占主要部分。2）E面和H面耦合曲线是不同的，因此微带元的相对取向位置不同，它们之间的耦合也不相同。3）考虑其它阵元存在对互耦的影响时，法线它对E面耦合影响稍大，使耦合系数比只有两元时要大一些，而相位滞后要变小一些。其它阵元存在对H面耦合的影响较小。因此作为一种近似计算，利用两元间的互耦系数来计算阵中的反射系数和输入阻抗还是可行的，特别对较小的阵。b).用反应原理计算互耦

c).无限周期阵列概念与波导模拟器   上面讨论的是先用实验或计算机来确定各元间的互导纳或散射系数，然后再将所有元的互耦影响一一叠加起来，从而得到阵中单元的输入阻抗或反射系数的方法称为逐元法，该法的优点是直观，可以预测出再阵中不同位置的阵元性能，方法不仅适用平面阵也适用共形阵。所以，逐元法再中小尺寸的平面阵和共形阵中应用最广泛。但对于大阵，由于阵元数目多，使计算或实验工作量大大增加，这时，常采用无限周期阵列的概念，因为大阵中间部分的单元再阵中所处的环境基本相同，所以再阵中间不同位置的单元的性能基本一致，因此，预测大阵性能可用无限阵列来近似，在无限阵中每个阵元所处的环境完全相同，阵中各元的性能也完全相同。分析无限阵列，不是先求各元间的互耦而是直接建立求阵中单元输入阻抗或反射系数的方程。由于无限阵是一个周期结构，因而可利用弗洛盖特（Floquet）定理来建立阵的场方程。常用的解法有场匹配法、复功率法、积分方程法（用矩量法求解）、变分法和留数法等。利用无限周期阵列模型与逐元法相比有很多优点。首先它已将所有阵元存在的互耦影响全部自动考虑在内，所以方法比较严格。其次，它也考虑了阵元上的场分布受互耦的影响，特别是场分布随扫描方向而变化的影响。因此，用无限阵列模型可以预测出阵在扫描时是否会出现“盲点”，所以这种方法已在分析波导型、缝隙型和振子型阵天线中广泛应用。对于微带天线元组成的大阵，原则上也可以利用这种方法。

基于无限阵列概念还发展了一种实验模拟技术用来预测相控阵天线的反射特性。这种技术是利用波导模拟器来完成的。

2.5 辐射单元、排列栅格和阵形2.5.1微带天线阵元的类型

可根据阵的带宽、极化、方向图特性（或扫描范围）、增益和效率等要求以及阵在结构上的要求来选择最合适的微带天线元。微带天线元大致可分为三类：贴片式、缝隙式和不均运行微带线等。

1．贴片式微带天线

按工作原理可分为谐振式和行波式。谐振式贴片微带天线作为阵元具有以下一些主要特点。单元本身具有一定的方向性系数，典型数据可达6dB左右。其效率较高，一般在90％以上。其半功率波束宽度大致在80^o～100^o之间。对于相控阵而言比较适合于最大扫描角在±50^o以内。该形式的天线可工作在线极化、圆极化或变极化。对方形和圆形贴片，利用相互正交的双端馈电，在利用功率分配器和移相器以改变两端激励的相对振幅和相位，就可以构成圆极化或变极化。对接近方形的贴片和椭圆形贴片，利用单端馈电也可以做成圆极化阵元，但不能作成变极化阵元。谐振式贴片具有以下一些缺点。阻抗匹配带宽较窄，通常在输入端驻波系数小于2的带宽只有百分之几。当扫描范围大于±60^o时，单元方向图的波束显得窄了一些，同时，当要求较大扫描范围时，为了避免在扫描范围内出现栅瓣，要求单元间距要较小，这样贴片尺寸也稍嫌大。这对将阵元和馈电网络都集成在同一介质基片上的单面阵就显得空间拥挤。因此，为了展宽波束或缩小天线尺寸，也常采用λ/4短路矩形贴片作为阵元，它相当于矩形贴片的一个辐射边短路，而尺寸缩小了1/2。此外，规则形状的谐振式贴片单元可以一哦能够较为准确的方法分析，已经导出各种较为准确的设计公式，所以设计较为简便，且减少调试工作量。

行波式贴片微带天线一端激励，另一端接匹配负载以保证贴片上电流或其内空间场按行波分布。这种天线的特点是阻抗匹配带宽较宽，但波束最大值指向随频率变化。这种天线最大值辐射方向可以设计成接近边射到端射的任一方向。它既可以辐射线极化波，也可以辐射圆极化波，但由于其一部分功率消耗在终端负载上所以效率较低。

2．缝隙式微带天线

缝隙天线利用微带传输线激励，是在微带传输线接地面上开缝，故其辐射是向两边的，如果需要单方向辐射，可在离缝高度为λ/4处加金属反射板。

这种天线的特点是它的阻抗匹配带宽比谐振式贴片天线要宽，特别是宽矩形缝。这种缝隙天线一般辐射线极化波，对制造公差要求比贴片式要小，用于阵元时量辐射元之间的隔离比贴片式要好，但当要求单方向辐射时，这种天线的厚度比贴片式天线要大。同时分析和设计这种天线要比贴片式困难一些，其广泛应用于卫星广播接收阵的阵元。

3.不均匀性微带线

微带线不均匀性是另一大类广泛应用的天线阵元。它通常是利用在微带传输线上进行切割、突变或弯曲等方式形成辐射。

这类天线用作阵元的特点是阻抗匹配频带较宽，快点电路结构简单而紧凑。构成阵的波束指向一般可设计在任何方向上。其缺点就是波束指向随频率变化较灵敏。由于是行波馈电，阵的效率不高。

2.5.2排列栅格和阵形

栅格一般有两种排列方式：一是矩形栅格排列；二是三角形栅格排列。在矩形栅格的单元位置中，只有当（m＋n）为偶数的位置中放置辐射单元，才组成三角形栅格。

对于同样的栅格抑制，矩形栅格排列比三角形栅格排列单元数多（比栅格为等边三角形时多16％）。辐射单元少，意味着成本降低。另外栅格间距的增加，有利于辐射单元的安装。因此，三角形排列采用的较多。

外观形状为矩形或正方形的阵列最常见，计算比较简单，其尺寸大小由主瓣宽度决定。均匀幅度的矩形阵，第一旁瓣电平可高达－13.2dB，抗干扰性能不好，这是最大的缺点。

把矩形阵改为圆形阵，在均匀幅度时，第一旁瓣电平可降至－17.6dB，圆形阵多采用正方形栅格。

用三角形栅格可排列成正六角形阵，这样的排列可有效的减少相控阵天线单元数目，降低雷达的造价。

当扫描角θ≥60^o时，平面阵会受到栅瓣的影响而难以实现，利用球面的自然对称性，能在较宽的角度范围内保持天线方向图和增益的均匀性，同时可克服宽角度下阻抗失配的影响。因此，将阵列单元排列在一个球面上构成球形阵，可改善角扫描性能。

对于机载雷达，为了便于安装，减小阻力和覆盖尽可能宽的立体角，要求阵面的形状与机体表面形状一致，这就是所谓的共形阵。

图2.5 三角形栅格

2.6 电磁波的极化

电场强度E的方向随时间变化的方式称为电磁波的极化。根据E矢量的端点轨迹形状，电磁波的极化可分为三种：线极化、圆极化和椭圆极化。

两个相位相差π/2，振幅相等的空间上正交的线极化波，可合成一个圆极化波；反之也成立。两个旋向相反，振幅相等的圆极化波可以合成一个线极化波，反之亦然。

椭圆长轴对x轴的夹角τ称为极化椭圆的倾角，长轴与短轴的比值称为轴比，极化椭圆的轴比、倾角以及旋向是描述极化特性的三个特征量。线极化（轴比→∞）和圆极化（轴比等于1）都是椭圆极化的特例，旋向以传播方向z为参考，它直接由相位差φ决定，若φ在第一二象限，则为左旋波，若φ在三四象限，则为右旋波。

两个空间上正交的线极化波可以合成为一个椭圆极化波，反之亦然。两个旋向相反的圆极化波可以合成一个椭圆极化波，反之亦然。

圆极化波具有两个与应用相关的重要特性：

1）当圆极化波入射到对称目标（如平面、球面等）上时，反射波变为反旋向的波，即左旋变右旋，右旋变左旋。2）天线若辐射左旋圆极化波，则只接收左旋圆极化波而不接收右旋圆极化波，反之，若天线辐射右旋圆极化波，则只接收右旋圆极化波，这称为圆极化天线的旋转正交性。根据这些特性，在雨雾天气里，雷达采用圆极化波工作将具有抑制雨雾干扰的能力。因为水点近似球形，对圆极化波的反射是反旋的，不会被雷达天线所接收。而雷达目标（如飞机、船舰、坦克等）一般是非简单对称体，其反射波是椭圆极化波，必有同旋向的圆极化成分，因而能被收到。由于一个线极化波可分解为两个旋向相反的圆极化波，这样，不同取向的线极化波都可由圆极化天线收到，因此，现代战争中都采用圆极化天线进行电子侦察和实施电子干扰，同样，圆极化天线也有很多民用方面的应用。第三章 微带天线的馈电方法天线是一种能量变换器，发射天线把发射机输出回路的高频交流电能变为辐射电磁能，即变为空间电磁波。相反，接收天线把到达的空间电磁波变为高频交流电能，传送到接收机的输入回路。从发射机到天线以及从天线到接收机之间的连接是依靠馈线来实现的。传输线（或馈电线）系指将高频交流电能从电路的某一段传送到另一段的设备。一般说来，对传输线有以下要求：1）传输线应具有最小的能量损耗。这些损耗包括导线中电阻产生的能量辐射、导线间介质中所产生的介质损耗，以及发射到外部空间的辐射损耗。2）沿线路允许传输的带宽内高频振荡功率应尽可能大3）传输线不应改变天线的方向图特性。因此必须消除传输线上的能量辐射。要消除这种“天线效应”，必须在所给的工作波长下选择适当的传输线形式和几何结构。4）传输线的电参量应稳定到这样的程度，以至于外部媒质的温度、湿度和压力的改变，以及机械振动和其它不稳定因素均不影响到天线设备的工作稳定性。5）传输线应有适当的尺寸和重量6）传输线应有一定的机械强度，便于装配。在制造上也要尽可能的简单，使用中要考虑到传输线的经济性。当负载阻抗等于传输线的特性阻抗时，其工作在行波状态，传输效率最高，功率容量也最大；且传输线的输入阻抗呈电阻性，它的大小不会随频率而变化，这样便于与发射机调谐匹配。因此，希望传输线工作在行波状态。但是，在无线电收发设备中，传输线的终端负载是天线，而天线的输入阻抗是随频率而变化的，在工作波段内呈现为复阻抗性质。因此就要在传输线末端与天线之间加上一个“匹配装置”，使得天线阻抗经过匹配装置的变换作用后，与传输线的特性阻抗相等，从而使传输线工作在行波状态或称为匹配。3.1 微带单元天线馈电两种基本方式：一是用微带线馈电；二是用同轴线馈电3.1.1微带线馈电   用微带线馈电时，馈线与微带贴片是共面的，因而可方便光刻，制作简便。但是馈线本身也要引起辐射，从而干扰天线方向图，降低增益。为此一般要求微带线宽度w不能宽，希望w ＜λ。还要求微带天线特性阻抗Ze要高些或基片厚度h要小，介电常数εr要大。天线输入阻抗与馈线特性阻抗的匹配可由适当选择馈电点位置来实现。当馈电点沿矩形贴片的两边移动时，天线谐振电阻变换。对于TM10模，馈电点沿馈电边（x轴）移动时阻抗调节范围很大。微带线也可通过间隔伸入贴片内部，以获得所需阻抗。

馈电点位置的改变将使馈线与天线间的耦合改变，因而使谐振频率有一个小的漂移，但是方向图一般不会受影响（只要仍保证主模工作）。频率的小漂移可通过稍稍修改贴片尺寸来补偿。

在理论计算中，微带馈源的模型可等效威严z轴方向的一个薄电流片，其背后为空腔磁臂，为计入边缘效应，此电流片的宽度d0比微带宽度w宽（取有效宽度）。

微带馈线本身的激励往往利用同轴－微带过渡。有两种形式：垂直过渡（底馈）和平行过渡（边馈）。

3.1.2同轴线馈电

用同轴线馈电的优点有：1）馈电点可以选在贴片内任意所需位置，便于匹配。2）同轴电缆置于接地板上方，避免了对天线辐射的影响。缺点是结构不便于集成，制作麻烦。

这种馈源的理论模型，可表示为z向电流圆柱和接地板上同轴开口处的小磁流环。其简化处理是略去磁流的作用，并用中心位于圆柱中心的电流片来等效电流柱。一种更严格的处理是把接地板上的同轴开口作为传TEM波的激励源，而把圆柱探针的效应按边界条件来处理。

天线设备作为一个单口元件，在输入端面上常体现为一个阻抗元件或等效阻抗元件，与相连接的馈线或电路有阻抗匹配的问题。

微带辐射器的输入阻抗或输入导纳是一个基本参数，因此应精确的知道输入导纳，以便在单元和馈线之间做到良好的匹配。

由于对大多数工程应用来说，简单的传输线模型给出的结果已经足够满意，很多文献都给出了用传输线模型计算微带天线输入阻抗的方法，但由不同文献给出的方法计算出的值相差较大。

3.1.3电磁耦合型馈电

结构上的特点是贴片（无接触）馈电，可利用馈线本身，也可通过一个口径（缝隙）来形成馈线与天线间的电磁耦合。因此可统称为贴片式馈电。这对多层阵中的层间连接问题，是一种有效的解决方法，并且大多数能获得宽频带的驻波特性。

利用口径耦合的电磁耦合型馈电结构是把贴片印制在天线基片上，然后置放在刻蚀有微带馈线的馈源基片上，二者之间有一带有矩形缝隙的金属底板。微带线通过此口径来对贴片馈电。口径尺寸将控制由馈线至贴片的耦合，采用长度上比贴片稍小的口径一般可获得满意的匹配。

3.2 阵的馈电形式与设计
阵的馈电网络的主要任务是保证各阵元所要求的激励振幅和相位，以便形成所要求的方向图，或者使天线性能各项指标最佳。对馈电网络的主要要求是阻抗匹配、损耗小、频带宽和结构简单等。阵的馈电形式主要有并馈和串馈两种形式，也有这两种形式的组合。

3.2.1并联馈电

并联馈电是利用若干个功率分配器，将输入功率分配到各个阵元。功率分配器可以分成两路、三路或多路。但为了使馈电结构中最大和最小阻抗之比最小，通常采用两路功率分配器。

对于并联馈电阵，当所有阵元相同时，各元所要求的振幅分布可以利用改变功率分配器的各路功率分配比来实现，而各阵元所要求的相位分布，可采用控制各路馈电线长度或附加移相器来实现。例如对于同相阵，则可以利用各路馈线等长或相差馈线波长的整数倍来保证各元同相激励。对于相控阵同相则要求采用电控移相器来实现波束扫描所要求的相位分布。对功率分配器除要保证功率分配比外，还要求各路输出端之间有较好的隔离。

并联馈电网络的设计是比较简单和直接的。当选定阵元的形式和尺寸后，根据各元所要求的激励振幅和相位，考虑到互耦的影响，可计算出各元的输入阻抗。已知阵元的输入阻抗，所要求的激励振幅和相位后，就可以设计功率分配器和馈线的布局（要考虑长度以保证相位）。

并联馈电微带天线阵的阵元较少时，通常可将微带功率分配器和馈线与阵元都集成在同一块介质基片上，称为单面阵。当阵元数目较多或阵面空间较拥挤时，也可以将微带功率分配器的一部分或全部放在阵面后面，组成多层阵。此时各元用同轴探针激励，或者上下层功率分配器之间用同轴探针相连，为此必须要求各层具有金属化孔，并要求各层之间严格对准。阵元数多时，需要采用多级功率分配器，为了减少损耗和提高功率容量，对靠近输入端的前面几级功率分配器也可采用波导、同轴线或板线式功率分配器和馈线。

并联馈电具有以下几个特点：设计比较简单，各元所要求的激励振幅和相位可以通过设计馈电网络来实现。当馈线等长时，波束指向与频率无关，所以频带宽度主要取决于阻抗匹配的频带，比较容易实现宽频带。这种馈电形式既适用于固定波束阵，又适用于利用电控移相器进行波束扫描的相控阵。它的缺点是需要许多功率分配器，馈线总长度较长，这不仅占据了空间，也大大增加了传输损耗。同时，使整个馈电网络比较复杂。

3.2.2串联馈电

串联馈电是将天线阵元用微带传输线串联连接起来，此时，对馈电的主传输线来说，每一天线阵元都等效为一个四端网络。所以，从等效网络观点来看，这种馈电形式确切的说是一种级联形式的馈电。每一阵元的等效四端网络可以有各种形式，它既可以是一个并联导纳，也可以是一串联阻抗或更一般形式的T形、∏型或变压器形式的等效网络。对于矩形贴片微带天线元，就可等效为一并联导纳的四端网络。当考虑了互耦影响时，此并联导纳又矩形贴片元的自导纳加上其它各元的互导纳。

串联馈电形式，根据传输线终端所接负载不同，可分为行波串联馈电和谐振串联馈电。串联馈电阵设计比并联馈电阵设计要复杂一些，特别在考虑各元间的互耦影响时，需要用迭代法来设计，以保证各元所要求的激励振幅和相位。

串联馈电阵各元所要求的激励振幅和相位是通过改变各天线元尺寸来达到的，所以，一个具有幅度或相位加权的串联阵，各天线元的尺寸一般是不相同的。谐振串联馈电无论从阻抗匹配和方向图特性来讲，一般都是窄频带的。当频率变换时，由于相位的变化，使波束指向改变。但这种馈电形式效率较高，传输损耗也较小，馈电无论结构简单又紧凑。行波馈电的阻抗匹配频带较宽，但波束指向随频率改变，另一缺点是馈电效率较低，因为在终端负载上要消耗一部分功率。

串联馈电阵与并联馈电阵相比，前者馈电电路简单，馈线总长度较短，所以馈线损耗较小。因为不需要功率分配器，所以空间利用也必并联馈电要好。行波串联馈电阵阻抗匹配频带宽。但串联馈电阵设计要复杂一些。其波束指向随频率变化。如果采用中心串联馈电，其波束指向将不随频率变化。

以上讨论的主要是线阵的馈电形式，但也可以推广应用于二维平面阵。对于二维平面阵的馈电，可以全部采用并馈或串馈，也可以采用一维为并馈，另一维为串馈的组合形式，平面阵除上述馈电形式外，对于微带天线元组成的平面阵，还有一种交叉馈电形式，这种馈电形式，还可以通过改变辐射元线宽度或馈线与辐射元的角度来达到幅度加权的目的。

3.3 相控阵天线的馈电方式

发射机输出的信号，按一定的幅度分布和相位梯度馈送给阵面上的每一个天线单元。接收时，同样必须将各个天线单元收到的信号按一定的幅度和相位要求进行加权，然后加起来馈送给接收机。相控阵天线的馈电网络，就是使阵面上众多的天线单元与发射机或接收机相连接的传输系统。各个天线单元所需要的幅度和相位加权也是在馈线系统中实现的。

为了获得低副瓣相控阵天线，馈线系统提供给每个天线单元的电流信号的幅度是不相等的，通常情况下，阵列中间天线单元的信号电流幅值最大，阵列边缘单元的电流幅值最小，各天线单元的激励电流按一定的幅度分布来确定。除了自适应阵列天线外，对一般的相控阵，这一幅度分布是固定的，不应随天线波束扫描方向的变化而变化。信号沿阵列天线口径的不等幅分布，通常采用不等功率的功率分配网络来实现。

馈线系统还要保证每个天线单元激励电流的相位符合天线波束扫描指向要求。通常将馈电网络向各个天线单元提供所需的信号相位称之为“馈相”，即将对天线单元信号进行复加权中的相位加权部分称之为“馈相”，“馈相”的方式与馈电网络的组成相关。

对相控阵的馈电系统有许多要求，其中之一是通过降低馈线系统的复杂性来降低成本。为此，减小移相器和每一移相器所需要的开关组件的数目、简化移相器控制信号的产生方式以及压缩移相器控制信号的数目等具有重要意义，而这些都是与馈相方式密切相关的。

由于可将整个平面阵分成若干个线阵，每一线阵都被当成一个子天线阵，因此对平面阵列天线的馈相，可分解成对若干个相同子阵和另一子阵的馈相（一个线阵又可以相应地分为若干子阵），这种馈相方式的移相器数目要增加一个线阵的单元数目，但移相器控制信号容易产生，控制信号的设备量也显著的降低了。

同样，也可以将“阵内相位”矩阵分解为若干个小的正方形或矩形矩阵，即用若干个子平面天线阵来构成总的平面阵列。

馈线系统在相控阵天线中占有特别重要的位置。低旁瓣天线对馈线系统幅度和相位精度的要求是很高的，此外，承受高功率的能力、馈线系统的损耗、测试和调整的方便性，以及体积、重量等要求，也是选择馈电方式时必须考虑的因素。为了降低成本，还要充分考虑生产的一致性、提高成品率和便于加工等要求，至于是否全部功率分配器都要采用隔离式，还是部分采用隔离式、在哪一级采用隔离式，这可根据对系统驻波、功率隔离以及成本要求等进行计算分析后决定，或对这些要求进行折衷考虑。皇捷通讯专业天线研发生产一体www.iphone-line.com

平面相控阵天线的馈电主要有强制馈电、空间馈电和光学馈电

3.3.1强制馈电

采用波导、同轴线、板线和微带线等进行功率分配。随光电子技术的发展，也可以采用光纤作为相控阵馈线中的传输线，但只能在低功率电平上使用。波导和同轴线用于高功率阵列，低功率部分常用板线、带线和微带线。功率分配器有隔离式与非隔离式、等功率分配器与不等功率分配器等多种形式。隔离式功率分配器输出支臂之间约有20dB隔离度，可以减小由于各传输组件之间的反射波引起的干扰，有利于整个馈线系统获得低的驻波。当隔离式功率分配器的一个支臂由于开路或短路而出现全反射时，因一半反射功率被隔离臂的吸收负载所吸收，故有利于保证馈电网络的耐功率性能。

3.3.2空间馈电

空间馈电的形式有透镜式空间馈电和反射式空间馈电等形式。透镜式空间馈电的天线阵，包括收集阵面和辐射阵面两部分。收集阵面也称为内天线阵面，它由许多天线单元组成，这些天线单元又称为收集单元。它们既可排列在一个平面上，也可排列在一个曲面上。在天线阵处于发射状态时，发射机输出信号由照射天线（如波导喇叭天线）照射到内天线阵上的收集天线单元，这些收集单元接收照射信号后，经移相器，再传输至辐射阵面上的天线单元（也叫辐射单元），然后向空间辐射，对于有源相控阵天线，经过移相器相移后的信号，还要再经过功率放大器放大，然后才送给辐射阵面的天线单元。当天线阵处于接收状态时，辐射阵面接收从空间目标反射回来的回波信号，这些信号送移相器移相后，由收集阵面上的天线单元将其传输至阵内的接收天线（如由波导喇叭组成的接收天线）。对于有源相控阵天线，每一辐射单元收到的信号，要先经过低噪声放大后再送给移相器，最后才输入到收集单元，经空间辐射到达阵内接收天线。

这种空间馈电方式，实质上采用空溃的功率分配/相加网络，省掉了许多加工要求严格的微波高频器件。这种馈电方式，对于高频和雷达信号波长较短的情况（例如S、C、X波段），与强制馈电方式相比，优点更为明显。

反射式空间馈电阵列与透镜式空间馈电阵列不同，其收集阵面和辐射阵面是同一阵面。这一阵面上各天线单元收到的信号，经过移相器移相后，被短路传输线或开路传输线全反射。对于这种阵列，作为初级馈源的照射喇叭天线，在阵列平面的外边，即采用前馈方式对天线阵面进行空间馈电。由于采用前馈，初级馈源的天线对天线阵面有一定的遮挡效应，对天线口径增益和对天线副瓣电平的性能有不利的影响。这种空溃方式，常见的大多是频率很高（如X、Ku波段）的相控阵战术雷达。另外，在这种空间馈电阵列中，移相器提供的相移值起了两次作用，故该值应为一半移相器相移值的一半，移相器损耗也增加了一倍。自然，移相器是双向传输型的。

在空间馈电系统中，初级馈源的照射方向图为整个阵面提供了幅度加权。为了充分利用初级馈源能量，减小泄漏损失，透镜内天线阵面（收集阵面）的天线单元数目可适当增加，在内天线阵面的边缘部分，可以将几个收集单元接收到的信号相加，在经过移相器相移后送至外天线阵面（辐射阵面）的辐射天线单元。

为了降低相控阵天线的副瓣电平，常采用密度加权方式，这时阵面上除有源天线单元外，还设置了相当数量的无源单元，对于空间馈电的阵列天线，外天线也可以设计成密度加权的相控阵天线。

由于天线物理尺寸的限制，初级馈源与阵面的距离大体等于天线口径的尺寸，因此，初级馈源辐射的电磁波是球面波。由球形波到平面波的准直修正，由改变移相器上的控制码来实现，即用改变移相器的相移值来进行修正，也可用准直延迟线来实现。

3.3.3波束跃度与移相器的虚位技术

相控阵天线波束的相控扫描依靠的是天线阵中的大量移相器，因此，移相器是馈电系统中的一个关键微波元件，与此相应，控制移相器的电路也是一个重要的电路。

按照信号相位的基本定义：

移相器可在高频实现，为便于用计算机控制天线波束扫描，计算机提供给移相器的控制信号是二进制的经过D/A变换成模拟信号后送入控制移相器。

对移相器的要求主要有以下8项，在具体选用时必须进行综合考虑：

1）承受功率（包括峰值功率与平均功率）的能力2）频率特性及带宽性能3）低损耗4）幅度和相位精度、温度特性和幅度稳定性5）控制特性（对波束控制驱动器的要求和控制的时间响应）6）工艺性、一致性和可靠性7）低成本8）体积、重量要求由于移相器要受计算机控制，以便实现相控阵特性波束的高速、无惯性灵活扫描、因此，数字式移相器得到了广泛的应用。采用数字式移相器时，移相器的相移量以二进制方式改变。当数字式移相器的位数为K(K为正整数)，则移相器的最小相移量（单位相移量）为ΔφBmin皇捷通讯专业天线研发生产一体www.iphone-line.com

因此，相控阵特性的波束指向是离散的，随着扫描角度的增大，相邻波束之间的间距（波束跃度）增大。这与天线波束随扫描角度增加而展宽是一致的。为了降低波束跃度，使天线波束扫描接近于机械式连续转动天线时的情况，需要增加移相器的位数K。

考虑到雷达天线波束宽度，波束跃度小于半个波束宽度是起码的要求，由此出发，对于三坐标雷达，因其波束宽度大体在1度左右，K≥8是完全必要的。对于相控阵单脉冲跟踪雷达，为了能对目标接近于连续跟踪，K≥10也是很有必要的，若K＝10，则ΔφBmin=0.35°。显然，要做这么多位数的移相器，要保证这样高的移相精度是不切实际的。

为了节省数字移相器的位数，同时保证所需要的小的波束跃度，采用了“虚位技术”、采用虚位技术后，增大了移相器的相位量化误差，对副瓣电平有不良影响。在同时要求节省移相器位数和降低副瓣电平的情况下，采用“随机馈相”方法，当移相器的位数为n时，对无限阵，可使寄生副瓣电平降低到－12×ndB。

为了降低成本，总是希望在不出现栅瓣或由栅瓣引起的寄生副瓣低于一定电平条件下，尽可能的减少天线阵中的移相器的数目。

缩小天线波束的扫描范围，有利于减小天线阵中移相器的数目，因为天线波束扫描范围减小后，天线单元的间隔可以拉开，此外，对于实际的雷达来说，在某些应用情况下，也不要求阵列天线的波束扫描范围很宽，这时便可采用有限扫描相控阵天线或小区域相扫天线。

3.4 固态功率放大器的阻抗匹配

微波功率晶体管的输入输出阻抗很低，且是电抗性的，而功率相加器等传输线的特性阻抗通常都选定为50Ω，因此，只有将晶体管的输入输出阻抗在整个工作频带范围内变换为50Ω，才能获得良好的阻抗匹配。对于相控阵雷达，不管是在集中式大功率发射机还是在分散式发射机中，功率放大器组件都工作在C类状态，不需要电真空放大器中所必不可少的调制器，在高频输入信号到达晶体管放大器输入端，并超过基极－发射极之间的反向偏置电压后，该放大器才起放大作用，接待厅才导通。在输入脉冲信号由上升前沿至脉冲顶部，在到达脉冲后沿的整个脉冲持续期间，放大器中晶体管的工作状态是急剧变化的（由截止到线性、饱和、再截止），因而其输入输出阻抗也是变化的，因为单级放大器的增益只有7dB左右，所以，固态放大器通常由几个单级放大器连接组成，后面一级放大器是前面一级放大器的负载，一个单级放大器的输入输出阻抗的变化，将影响其前后两级放大器的匹配。

放大器负载阻抗的变化，与放大器输入信号电平及电源电压的变化一样，将使放大器输出信号的相位发生变化，因此，当设计固态功率放大器时，再考虑其幅相一致性的公差要求情况下，应对放大器的负载阻抗提出相应的要求。

放大器末级输出端通常接一个环流器，使末级功率放大器与天线负载之间隔离，以保证末级功率的负载相对稳定，这样，再末级功放晶体管输出端与环流器之间再加上一段匹配传输线，便可保证再工作频带宽度内有良好的负载阻抗匹配。皇捷通讯专业天线研发生产一体www.iphone-line.com

在相控阵雷达中，当采用集中式大功率发射机或分布式子阵发射机方案时，从发射机输出端至天线阵面都有一个发射馈电网络，它包括功率分配器、移相器、环流器、相位微调和收发开关等，发射馈电网络的多个输出端口与各天线单元之间也不可能做到完全匹配。天线单元之间的互耦使各天线单元的输入阻抗不完全一致，且互耦是随天线波束扫描方向的变化而变化的；另外，在雷达工作频带宽度内，馈线各节点的驻波及单元之间的互耦也是不同的，因此，天线单元的输入阻抗随天线单元的位置、天线波束指向和雷达信号的频率而变化，而通常的馈电网络中，除一部分相位微调及幅度微调器件外，并没有可进行阻抗匹配的自适应调配器。除了天线单元之间存在互耦外，馈线网络中各个端口或节点之间也可能存在互耦。皇捷通讯专业天线研发生产一体www.iphone-line.com

采用集中式发射机或子阵式发射机的相控阵雷达，一部发射机要负责给整个发射相控阵天线或发射天线子阵馈电。从发射机输出端到每一个天线单元，必须有一个发射馈线系统，将发射机输出信号功率分配至各个天线单元，对于接收相控阵天线，各个天线单元接收到的信号，必须经过一个接收馈线系统逐级相加，然后送至接收机输入端，发射和接收馈线系统都由许多不同的馈线元件如功率分配器、移相器、传输线段、调谐元件、定向耦合器等组成，各个馈线元件的连接不可能做到完全匹配。这些连接点处，存在电磁波反射。各个节点处的多次反射波，当重新到达天线单元（对发射阵）或接收机输入端（对接收机）时，这些反射波与主入射波叠加，对发射阵来说，使各个天线单元辐射出去的信号的相位和幅度发生变化；对接收机而言，则使从各个天线单元接收到的信号到达接收机输入端时产生相位和幅度的起伏，因此，对于天线的馈电系统是必须要仔细调试的。

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微波全向天线较多应用于一点多址通信中，广泛地应用于军事、航天、遥控、遥测领域。在较低频段中，微波全向天线主要有螺旋天线、交叉馈电式天线、波导缝隙天线；而随着现代通信技术的发展，通信频率向更高的波段发展已是必然趋势，在C波段或更高的频段，波长很短，以上提到的天线由于结构复杂，导致加工费用高，调试困难，并且馈电结构也难于设计，使得天线的带宽较窄；同时这些类型的天线高度均超过半波长或者四分之一波长，天线高度太大导致其占用的体积空间较大，并且天线RCS（雷达散射截面）也较大，对各类载体平台的电磁隐身特性也带来较大影响。

考虑到上述情况，有必要为实际通信平台开发一种全向天线，即新型C波段宽带小型化全向天线，它能够提供比现有天线更理想的电磁特性，本文将详细讨论该天线的性能及主要结构参数对天线性能的影响，并对天线的阻抗及辐射特性进行分析。

2  天线基本结构及辐射原理

新型C波段宽带小型化全向天线共形全向天线示意如图1、图2所示，图1为天线本身的外形结构，图2为天线剖面图。从图中可以看出，该天线是由金属圆盘、金属单极子、介质垫片、方形金属地板以及同轴馈电连接器共同构成。

图1  天线示意图

图2  天线剖面图

金属圆盘半径r₁、厚度h₁，金属单极子半径r₂、高度h₂，它们加工为一个整体；金属单极子中部有螺纹孔；聚四氟乙烯介质垫片为一个类似“瓶盖”的腔体结构，半径r₃、厚度h₃，中间有通孔使得同轴内芯通过，其下部腔体尺寸可使得同轴连接器刚好深入其内部；方形金属地板中间有通孔使得连接器外导体通过；同轴连接器为市售产品，选用的是N型同轴连接器N-50KF-C，其特殊之处在于伸出的内芯有螺纹，它可以直接穿过介质垫片上的通孔与金属单极子中部的螺纹孔旋拧在一起，从而使得整个天线成为一个整体。

在本设计中，天线金属圆盘及金属单极子是起辐射作用的最主要部件，用于向空间辐射电磁波。当发射信号时，同轴连接器通过连接的同轴电缆输入外接发射机的发射信号，同轴接头输出的能量激起金属圆盘及金属单极子上的表面电流，从而产生辐射；由于所采用的金属单极子直径较大，使得天线可以发射较宽带宽范围内的垂直极化电磁波；由于金属单极子顶端接入了金属圆盘，这使得天线顶端的电流不为零，有效的实现了天线的小型化；由于介质垫片为腔体结构，分隔开天线的辐射结构与金属地板，使得同轴电缆能够有效的激励天线电流；金属圆盘、金属单极子及介质垫片在结构上均成中心轴对称分布，可以使得天线在水平面360度范围内辐射场均匀分布。

3  主要结构参数对于天线阻抗特性的影响

反射损耗是天线的一个重要性能参数，它决定了天线的阻抗特性。在设计过程中发现，影响该天线反射损耗性能的主要结构参数为金属圆盘半径r₁、厚度h₁，金属单极子半径r₂、高度h₂。通过多组建模仿真，可以得到各个参数对于天线反射损耗的影响规律，以便于实际天线的设计实现。

3.1  金属圆盘半径r₁对反射损耗的影响

作为最主要的辐射结构，金属圆盘的尺寸在很大程度上决定了天线的谐振频率，图3是针对不同的金属圆盘半径r₁反射损耗随频率的变化曲线。随着半径的增大，天线的谐振频率逐渐向低频端偏移，与一般的单偶极子天线类似，辐射体尺寸与天线频率呈现出相反的变化规律。

图3  反射损耗与r₁的关系 3.2  金属圆盘厚度h₁对反射损耗的影响

图4是针对不同的金属圆盘厚度h₁反射损耗随频率的变化曲线。从图中可以看出，金属圆盘的厚度同样会影响天线的谐振频率，随着厚度的增大，天线的谐振频率逐渐向低频端偏移，与金属圆盘半径类似，该尺寸的大小与天线频率高低呈现出相反的变化规律。

图4  反射损耗与h₁的关系

3.3  金属单极子半径r₂对反射损耗的影响

金属单极子不仅是该天线的辐射结构，同时它还作为过渡部件连接金属圆盘及馈入电流的同轴连接器。图5是针对不同的金属单极子半径r₂反射损耗随频率的变化曲线。从图中可以看出，该半径不仅影响谐振点位置，还在很大程度上影响反射损耗的大小，如果该半径过大，则反射损耗很大，即C波段在同轴接头馈入天线的能量大部分都被反射，使得天线无法正常工作；从安装角度考虑，若该半径过小，则辐射结构没有办法与同轴连接器的螺纹内芯连接，所以在天线尺寸的设计上要综合考虑天线性能及安装结构。

图5  反射损耗与r₂的关系

3.4  金属单极子高度h₂对反射损耗的影响

图6是针对不同的金属单极子高度h₂反射损耗随频率的变化曲线。从图中可以看出，金属单极子的高度会在很大程度上影响天线的谐振频率，随着高度的增大，天线的谐振频率逐渐向低频端偏移，与普通单极子尺寸与频率的对应关系一致。

图6  反射损耗与h₂的关系

4  天线性能分析

在上述分析的基础上，应用仿真软件HFSS对天线参数进行了逐一的调整，最后得出了性能最优结构参数，最终天线地板以上的总体高度h₁+h₂+h₃仅为最低工作频率f_L所对应波长的八分之一左右，现对其性能进行如下分析。

4.1  天线的阻抗特性

前面已经提到过，天线的反射损耗是一个重要性能参数，它反映了天线的阻抗特性。图7给出了该C波段宽带小型化全向天线反射损耗的结果。在f_L ~ f_H的频率范围内，天线反射损耗的仿真结果均小于-10dB，这种全向天线阻抗特性良好，它具有45%左右的阻抗带宽。

图7  天线的反射损耗

4.2  天线的辐射特性

对于全向天线，增益特性是衡量其性能好坏的重要指标，图8是该天线的增益随频率的变化关系（f_L ~ f_H）。频率在f_L ~ f_H范围内，增益变化范围是3.5~6dB，变化幅度小于2.5dB，增益在频带内较为稳定；天线的方向图是表征天线辐射特性与空间角度关系的图形，图9表示该天线在频率分别为f_L、(f_L+f_H)/2、f_H时水平面方向图的结果。在各个频率上，该天线水平面近似全向辐射，不圆度小于2dB，方向图稳定性较好。

图8  天线的增益

图9  天线的方向图 天线的拓展应用

本文设计的天线结构可采用方形金属地板，且尺寸可根据应用需求适当调整；同时，也可根据实际需求在一定尺寸范围内采用圆形地板或者异形地板，参见图10，地板形状改变，基本不会影响天线性能。此外，本天线应用场合灵活，它可单独作天线用，也可用作反射面天线的馈源或者阵列的单元，尤其适用于作八木天线的有源振子，参见图11，该天线本身前后适当位置加入引向金属棍和反射金属棍即可以有效缩小八木天线的总体高度。

图10  地板为圆形时的天线结构

图11  天线作为八木天线有源振子的结构

6  结论

本文所论述天线与现有技术相对照，其效果是积极和明显的。天线的工作频段为C波段，本身高度仅为最低工作频率所对应波长的1/8左右；天线相对带宽约为45%，在频段内可以良好的与50Ω同轴电缆匹配；天线在水平面360度的范围内辐射场均匀全向分布，不圆度小于2dB；此外，本天线结构灵活，除了可采用方形地板，还可在一定尺寸范围内采用圆形或者异形地板，并且天线可以作为八木天线的有源振子使用，有效缩小八木天线的总体尺寸。

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在航空器、导弹等高速飞行器上，全球定位系统GPS是不可或缺的组件，它广泛应用于导航、测绘、监测、授时、通信等多种领域。而在GPS系统的研究开发过程中,天线成为必须解决的关键问题之一。这些飞行器要求天线既不影响其空气动力性能，又不破坏其机械结构和强度。所以，具有低剖面、易集成等突出性能优点的共形天线阵在飞行器上得到广泛应用。

目前，对于锥面共形天线阵的研究报道非常多。提出了一种锥面共形天线阵的分析方法，研究了一种毫米波段锥面共形天线阵。对于上述锥面共形天线阵，工作频率较高，尺寸上基本不受限制，相邻单元的弧面间距大于或者接近天线工作频率的半波长。但是在天线尺寸受限的情况下，相邻单元的弧面间距如果小于半波长，单元间的耦合加剧，天线阵的电压驻波比就会急剧恶化，辐射特性也会有剧烈的起伏，极不稳定。所以在GPS频段，天线尺寸受到共形体锥面表面积的限制，天线的小型化成为设计中的核心问题。众所周之，GPS天线是右旋圆极化天线，但是考虑到小型化的要求，为了满足辐射特性，采用线极化天线可以减小3dB的损耗。所以本文设计出了一种采用线极化方式的小型化GPS锥面共形天线阵，在减小天线尺寸的同时提高了天线的性能。

2  设计要求

天线要求共形安装在如图1所示的锥台上，锥台上底面圆周长约为0.26λ0（λ0为天线中心频率的波长），下底面圆周长约为0.67λ0，锥台母线长H约为0.24λ0，工作频率为f0=1.575GHz，天线辐射的H面方向图要求全向。

经分析，由于天线安装面面积极小，天线阵只能采用2单元微带共形结构，阵元弧面间距仅为0.25λ0，远小于天线工作频率的半波长，阵元间耦合强烈，并且天线要求水平全向辐射，这使得天线设计实现小型化，保证中心频率并稳定天线辐射性能成为首要设计要求。

图1  天线安装锥台示意图

3  理论分析与设计

本文先利用一般微带天线的设计方法设计天线单元，并对馈电方式进行改进，利用Ansoft HFSS软件对天线单元进行仿真优化设计，大大降低了天线阵的设计复杂度。

3.1  天线单元的分析与设计

在天线的设计中考虑到安装平台的尺寸限制，本文采用er=10.2的高介电常数柔性介质基片，介质厚度为h=0.6mm，矩形微带天线的尺寸公式为[5]：

（1）

（2）

式中f0为天线工作的中心频率，c为光速(3×108m/s) 。而al为微带传输线的等效伸长量，可由下式求得:

（3）

er为介质基片的有效介电常数，由边缘效应决定，可由下式求得:

（4）

图2  天线单元结构示意图 考虑到天线需要共形在锥面上，馈线如果太细，那么在实际加工及调试过程中就会比较容易被折断，所以考虑到这些问题，根据微带线特性阻抗设计公式计算，在er=10.2，基片厚度为0.6mm的情况下，输入阻抗为50Ω的馈线宽度为0.6mm;输入阻抗为20Ω的馈线宽度为2.5mm。显然在20Ω时的馈线就比较不容易被折断，所以本文设计单元的输入阻抗为20Ω。

通过在天线单元边缘开槽使微带馈线深入单元内部的方法，能够很好的调节单元的阻抗特性，实现天线单元的匹配，并能有效降低单元的尺寸。 天线单元的结构示意图如图2所示，其中Wf为单元馈线的宽度，Ws为槽宽度，Ls为槽深。

3.2  馈电网络的设计

微带天线阵的馈电方式主要包括串馈、并馈、反射阵面馈电等，并联馈电方式中的T型结功分器具有结构简单、占据空间小、容易实现宽频带等突出优点[6]，因此，设计中采用由T型结功分器构成的并联馈电网络，使用等幅同相馈电方式。天线单元的输入阻抗为20Ω，阵列总端口的输入阻抗为50Ω，所以首先要利用λ/4阻抗变换线，使20Ω与100Ω阻抗相匹配，通过计算得出λ/4阻抗变换传输线的特性阻抗约等于45Ω，宽度为0.7mm。

通过馈电网络的有效弯折和总体合理布局可大大减小天线阵的大小，图3给出了天线阵馈电网络示意图。

图3  天线阵馈电网络示意图

4  天线阵实测结果

本文根据天线的设计和仿真，研制出小型化GPS锥面共形天线阵的试验样机，并用金属椎体模拟了真实弹头，对研制的天线进行了电特性测量[7]。图4所示的是天线阵样机平面图。

图4  天线阵样机平面图

在微波暗室、远区条件下，用自制的天线远场自动测量系统在f0=1.575GHz时对该天线的E面和H面方向图进行了实测，如图5所示。

a 天线阵的E面方向图

b 天线阵的H面方向图

图5  天线的实测方向图

从图5a和5b中可以看出，天线阵的E面方向图近似为偏向于共形体底部的一个“8”字形，H面方向图近似全向，满足工程设计要求。

图6  天线阵实测驻波曲线

图6所示的是使用HP8753D矢量网络分析仪对天线进行驻波系数(VSWR)测量的结果。由图6可以看出天线阵的驻波系数小于2的带宽为9MHz，在工作频率f0=1.575GHz时，天线阵驻波系数为1.1。

5  结束语

本文研究了小型化GPS锥面共形天线阵，文中通过调整单元的输入阻抗解决了天线馈线由于过细易折断的问题，并进一步缩小了单元尺寸且在阵元耦合强烈的情况下保证了中心频率，而且稳定了天线的辐射性能，实现了水平全向辐射的工程要求。我们研制出了共形在弹头锥体上的小型化GPS共形天线阵实验样机，并进行了实测，其测量结果研究成果可应用于工程实际，且具有很高的实用价值和推广价值。

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这种概念要求基站部署极大规模的天线阵列，可能包含成百上千的收发器。此概念称为大规模MIMO。的确，大规模MIMO 脱离了当前的网络拓补，可能是解决我们所面对的无线数据挑战的关键；然而，在认知大规模MIMO 广泛部署的效能和/ 或可行性的过程中，出现了一个值得关注的问题，有人会创建一个原型，只为确定它是否真正行之有效吗？毕竟，创建一个具有上千天线的原型会带来若干工程上的挑战，另外还有其他不可忽视的问题，即成本和时间。

图1. 2 天线MIMO 收发器。

MIMO背景

MIMO 依赖多路来提高无线数据链路的可靠性以及有效数据率，通常使用数根独立天线获得多个数据流。多路传播是通信系统面临的巨大挑战，实践中采用MIMO，运用空间- 时间编码和/ 或空间分集等多种技术。4G 移动通信标准LTE-A 规定MIMO 组态最多使用8 根天线。IEEE 802.11n/ac 标准以及这些标准的实际商业化均普遍使用MIMO。

基本上，更多天线会给传播通道带来更高的自由度，从而在数据率和/ 或链路可靠性方面拥有更高的性能。然而，总体数据率仍然受到香农理论的限制。在多个用户组成的网络中，增大总体网络吞吐量的一种方法是多用户MIMO（MU-MIMO），其中，多个用户可以同时访问同一时频资源，但是通过多根天线产生的多“空间维度”实现隔离。

更多天线，更大容量，更高的可靠性

增大MU-MIMO 的规模， 称为大规模MIMO，可以提供更大的网络容量、更高的可靠性，并通过降低一个蜂窝或服务地区的总发射功率而提高大规模MIMO 基站的能量效率。理论上，每根天线的发射功率能够低于以相同数据率为指定蜂窝或者地区服务的单根天线的发射功率。即，总功率为：

PTotMM ~ PT NT

其中，PTotMM 是每个地区的总传输功率，PT 是每根天线的功率，NT 是发射天线的数目。其中，PTotMM 低于单天线系统的PTot。与单天线系统相比，为了达到相同的可靠性和/ 或吞吐量，由于大规模MIMO 基站能够凭借其更高的自由度而将发射的能量聚焦于目标用户，所以大规模MIMO 蜂窝拓补能够降低分区地域的总发射功率。另外，当使用多根天线时，从发射器至接收器的正确位发射概率会增大，因为链路中断概率~ 1 / SNR NT NR。

其中，SNR 是信噪比，NR 是接收天线的数目，NT 是发射天线的数目。由于此关系，当系统中的天线数目增加时，链路中断概率会降低，从而提高了通信链路可靠性。[1]

大规模MIMO 天线阵列基于这里所述的基本概念，按照理论，数百倍规模的天线部署将获得比当前MIMO 点对点部署更高的效率。具体来说，凭借数百根天线，天线孔径和部署网格均有精细的多的分辨率。配合波束成形，能够更加精细地控制天线波瓣，以降低通道中的能量。

大规模MIMO 系统也有其挑战。一个挑战是寻找从接收器到发射器的通道状态信息通信方法，以进行预编码。鉴于有数百根天线，通过导频信号来推论通道状态在实践中是不可行的。因此，目前实现的大规模MIMO只能实际使用依赖于通道互易的时分双工（TDD）系统，然而要确定此方法的可行性，还需要进行更多研究。另外，一些初步研究提出，系统中的热噪声对于如此之多的天线来说不必过于关注，并且干扰器的影响成为更大的问题。这些挑战以及其他挑战，可以在开发出有效的原型之后使用实际波形来进行研究。

2. M 用户N 天线大规模MIMO 系统。

图3. 典型1×1 软件定义无线电体系结构。

大规模MIMO系统的原型制作

制作大规模MIMO 系统的原型需要预先进行许多工作，以便仔细、恰当地设计实际运作系统。大多数研究人员会发现，甚至制作只有2 天线的最低组态MIMO 收发器系统也是极具挑战性的（参见图1）。为设计大规模MIMO 原型，首先绘制系统草图（参见图2）。在本练习中，基站处的天线数目N 为128，从而获得128×128 MIMO 组态。组态假设M个移动用户使用SISO 天线。

在设计大规模MIMO 系统时，需要考虑许多事项，包括发射功率、相邻通道干扰、频谱罩等RF 系统参数。然而，大规模MIMO 系统需要考虑的一个关键参数是每根天线的数字数据吞吐量。从图中可知，系统最具挑战性的一个方面是将所有接收到的样本聚合到公共处理子系统内。与使用SISO 无线电的简单发射和接收通信不同，大规模MIMO 要求发射和接收元件之间拥有高速数据吞吐，以及高基带，并且其数量级高于目前部署的系统。

可以选择在靠近天线处的节点，以分布方式处理数据流，但是为了恢复从不同用户处收到的信号，或者有效地为不同用户进行信号预编码，必须将从各个天线接收到的数据流聚集在一个公共位置，以获得最优性能。通过仔细观察吞吐量和数据要求，我们将系统分成基本元件。这样，我们就可以在原型的实际构建中量化数据率，并在系统设计、集成、功率和成本之间取得平衡。

基线系统参数

典型SISO 无线电如图3 所示。在该图中，RF 信号下变频或混合，滤波，放大，然后转化为数字数据。发射过程的次序则相反。大规模MIMO系统包含数百个这种基本SISO 元。为了使用现货供应设备，以降低成本和加快原型开发，假设每个同相正交样本均为16 位。位数决定了动态范围，实际上对于原型来说过好了。减少分辨率位数会显著降低数据吞吐量，特别是在聚集极多通道的时候。虽然16 位会增加数据路径，并最终增加数据吞吐量要求——位数更多会导致数据路径加宽和数据吞吐量要求增加——然而，现货供应组件和编程体系结构不需要进行自定义就能够轻

松处理16 位样本。

接下来考虑采样率。接收链中的每个模数转换器（ADC）均必须以高于尼奎斯特通道带宽的速率对下变频波形进行采样。本例以LTE 作为基线，普通移动通信场景，每个转换器均以30.72 MS/s 的采样率对接收到的波形进行采样。实际上，转换器可以对信号进行过采样，以提高分辨率，但是这会增加信号处理量，以便将数据率转换到标准信号处理模块可以接受的数据流。数据吞吐量使用下述方程得到：（2 个样本）（16 位/ 样本或者2字节/ 秒）（采样率）

对于上例：

（2 个样本）（2 字节/ 秒）（30.72）= 122.88 MB/s对于上例系统，一个通道的聚集数据吞吐量等于122.88 MB/s。为扩大到大规模MIMO 系统，可以按照下文所述计算有效速率：总系统吞吐量（TST）=（吞吐率/ 通道）（天线数目）TST =（122.88 MB/s）（128）TST = 15.7 GB/s

这样，如果所有通道均同时发射或接收，那么中央处理系统的数据吞吐量将为15.7 GB/s。另外，将所有这些数据聚集到中央处理系统中，还要求处理引擎能够接受此庞大的数据量，并且能够进一步处理数据，以便生成通信链路。上述简要分析揭示了两个挑战。首先，极少（如果有的话）低成本市售技术能够满足这些要求。其次，原型的数据量要求开发备选信号处理链分割技术，包括分布式实现和并行实现。

通过审查可用的原型制作技术，我们提出了一种可以用作大规模MIMO 原型构建数据框架的高速串行总线的简要研究。

表1 概述了目前的一些市售高速总线技术。当然还有其他总线，然而上表提供的是目前常用的许多标准而非专有总线技术的指南。另外，这些总线技术已经用于许多模块化体系结构，例如PXIe，基本上基于PCIe 标准。应该考虑的一个规格是潜伏时间。潜伏时间是指发射与接收操作之间的周转时间。如果原型是用于单向链路，那么潜伏时间不是特别重要。然而，对于真正的TDD 大规模MIMO 原型，必须考虑潜伏时间，因为周期时间比无线通道的相干时间更短，从而下行链路预编码不是基于已经过时的通道信息，这是至关重要的。上文给出的潜伏时间规格为近似值。然而，一般来说，以太网的潜伏时间并非决定性的，可能会发生极大的变化。另一方面，以太网的实现一般成本较低。

应该指出，PCIe Gen 3 实现刚刚在市场上出现，实际吞吐数据测量值并不可用。另外应该指出，虽然基本提供了最大/ 峰值数据率，然而由于成本、IP 核的尺寸，以及功率等原因，实际实现了总线的典型实现是不同的。所提供的典型数目仅供参考，因为极少的（如果有的话）实现达到了所发布的最大速率。

图4 所示是一个使用PXIe 的系统配置实例。在此组态中，总共使用了10 块底板来实现128 根天线的大规模MIMO 系统。系统用2 块“主”底板来聚集数据，用8 块底板来安装128 个能够在蜂窝带进行发射和接收的收发器（NI 5791 RF 收发器）。数据基干使用PCI Express Gen 2 ×8，通过合适的分割轻松采集和发射20MHz RF 带宽数据。[2,3]

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成品如图1。

图1

国外资料推荐使用直径10mm紫铜管弯成直径为85-90cm环形作为初级线圈，考虑到重量，操作方便等因素，从铜铝材商店购进直径为13mm的紫铜管2.8m，弯成直径为87cm的铜环。同时，采用1m的50塑料管支撑铜环。这是铜环上部的固定点（图2）

图2

铜环下部的固定点（图3）。这里要注意的是要在铜管的两端钻好小洞，小洞可以拧上螺丝并可固定小焊片。铜环两端固定完毕后，固定好焊接好引线的焊片，并将引线引出塑料管。

图3

制作一个木板支架（图4），注意要非常牢靠。

图4

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本文将介绍一种FM收音机接收机解决方案，它将天线集成或嵌入在便携式设备内部，使得耳机线成为可选件。我们首先从最大化接收灵敏度讲起，然后介绍取得最大化灵敏度的方法，包括最大化谐振频率的效率，最大化天线尺寸，以及利用可调谐匹配网络最大化整个调频带宽上的效率。最后，本文还将给出可调谐匹配网络的实现方法。

最大化灵敏度

灵敏度可以被定义为调频接收系统可以接收到的、同时能达到一定程度信噪比（SNR）的最小信号。这是调频接收系统性能的一个重要参数，它与信号和噪声都有关系。接收信号强度指示器（RSSI）只是指出了特定调谐频率点的射频信号强度，它并不提供有关噪声或信号质量的任何信息。在比较不同天线下接收机性能时，音频信噪比（SNR）也许是一个更好的参数。因此，想为聆听者带来高质量的音频体验，使SNR最大化非常重要。

天线是连接射频电路与电磁波的桥梁。就调频接收而言，天线就是一个变换器，即将能量从电磁波转换成电子电路（如低噪声放大器（LNA））可以使用的电压。调频接收系统的灵敏度直接与内部LNA接收的电压相关。为了最大化灵敏度，必须尽量提高这个电压。

市场上有各种各样的天线，包括耳机、短鞭、环路和芯片型天线等，但所有天线都可以用等效电路进行分析。图1给出了一种通用的等效天线电路模型：

在图1中，X可以是一个电容或一个电感。X的选择取决于天线拓扑，其电抭（感抗或容抗）值与天线几何形状有关。损耗电阻Rloss与天线中以热能形式散发的功耗有关。幅射电阻Rrad与从电磁波产生的电压有关。为了便于说明，后文将以环路天线模型作为分析对象，同样的计算也可以用于其他类型的天线，如短的单极天线和耳机天线。

图1：天线等效电路模型。

使谐振频率点的效率最大化

为了尽量提高天线转换出来的能量，可以使用一个谐振网络来抵消天线的电抗性阻抗，而这种阻抗会衰减天线传导到内部LNA的电压值。对电感性环路天线来说，电容Cres用来使天线在想要的频率点发生谐振：

（1）

谐振频率是指天线将电磁波转换成电压的效率最高的频率点。天线效率是Rrad上的功率与天线收到的总功率的比值，可以表示为Rrad/Zant，其中Zant是带天线谐振网络的天线阻抗。Zant表示为：

（2）

当天线处于谐振状态时，效率η可以表示为：

（3）

在其他频率点时效率为：

（4）

非谐振频率点的天线效率η要低于最大效率ηres，因为此时的天线输入阻抗Zant要么是容性的，要么是感性的。

最大化天线尺寸

为了恢复所传输的射频信号，天线必须从电磁波里收集到尽可能多的能量，并高效地将电磁波能量转换成通过Rrad的电压。收集到的能量多少受制于便携式设备所使用天线的可用空间和大小。对于传统的耳机天线来说，它的长度可达到调频信号的四分之一波长，能收集到足够的能量并转换成内部LNA可用的电压。在这种情况下，最大化天线效率就不那么重要。

不过，由于便携式设备正变得更小更薄，留给嵌入式调频天线的空间已变得非常有限。虽然已尽量增加天线尺寸，但嵌入式天线收集到的能量仍非常小。因此在既不牺牲性能、又要使用较小的天线的情况下，提高天线效率η就变得非常重要。

利用可调匹配网络，使调频频段上的效率最大化

大多数国家的调频广播频段的频率范围是87.5MHz到108.0MHz。日本的调频广播频段是76MHz到90MHz。在一些东欧国家，调频广播频段是65.8MHz到74MHz。为了适应全球所有的调频频段，调频接收系统需要有40MHz的带宽。传统解决方案通常是将天线调谐在调频频段的中心频率。然而就如上述公式表明的那样，天线系统的效率是频率的函数。效率在谐振点达到最大值，当频率偏离谐振频率时，效率将下降。值得注意的是，由于全球调频频段的带宽达40MHz，当频率远离谐振频率点时天线效率将有显著下降。

例如，设定一个固定谐振频率98MHz，那么在该频率点可取得很高的效率，但其他频率点的效率将有显著下降，从而劣化了远离谐振频率点时的调频性能。

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随着信息技术的发展，大众在享受无线通信设备带来的各种便利之时，也日益关注无线通信终端的电磁辐射对人体健康的影响。在手机天线的研发以及测试领域，天线工程师除了关注TRP（全向辐射功率），TIS（总全向灵敏度），RL（回波损耗），Efficiency（效率）以外，还很非常注重另一指标—SAR（Specific Absorption Rate）。

SAR 的大小表明了手机电磁辐射对人体健康影响的大小。在手机天线的设计中，主要关注的是无线通信终端的电磁辐射对人类头部的影响。SAR 值的大小和手机的辐射功率密切相关，通常SAR 值的大小与TRP 成正比，在设计中，TRP 和SAR 本身就是一对矛盾，因此，在设计中，需很好地平衡两者的关系。

二、SAR 概述与测试简介

SAR定义是生物体单位时间（s）、单位质量（kg）所吸收的电磁辐射（照射）能量，它在美国和欧洲关于SAR有不同的标准，美国是1g的标准，欧洲是10克的标准，单位均是W/Kg或mw/g。SAR分为局部SAR和平均SAR。由于我们主要关注的是局部SAR，在这里给出局部SAR的相关表达方法：

E ——组织内电场强度的值，单位是伏每米；

σ——介质导电率，单位是西门子每米；

ρ——组织密度，单位是千克每立方米；

C——组织的比热容；

——组织内初始时刻温度对时间的微分，单位开尔文每秒。

SAR测量系统主要由人体模型、电子测量仪器、扫描定位系统和被测设备夹具等组成。测量通过自动定位的迷你小型场强探头测量模型内部的电场分布来进行。根据测得的场强值可以计算出SAR的分布以及峰值空间平均SAR。在对手机进行SAR测试的时候，如果天线可以伸缩，两个位置都要测试，也就是全伸出和全收缩的位置；可翻（滑）盖移动电话，如果开盖和合盖时均能打电话，则两种状态都要进行测试。

图1、SAR 实验室

三、降低SAR 的方法

在工程测试中，手机SAR 值主要是测试它的峰值是否超标，因此减小SAR 值的原理是在于如何把电流分布均匀化。在手机设计中SAR 是一个综合的问题，在设计手机天线时既要要求高的TRP 又要有低的SAR 值，这需要在手机整机设计初期对天线有很好的评估，尤其是PCB 布板、天线位置和周围器件的放置对天线都有较大的影响。

在手机设计中，有很多方法可以降低SAR 值。在设计初期，首先要求布板工程师、结构工程师充分考虑PCB 的设计、天线的位置、speaker、micro、vibrator、battery等对天线影响大的器件的合理放置，在设计过程中可以通过调试PCB 上的热点来降低SAR 值；在设计天线时一般采用PIFA 天线，它具有较低的SAR 值，这是因为PIFA 天线和PCB 之间有较大的区域并且和PCB 地构成回路，电流能较均匀地分布，这样SAR 便不会产生较强的Peak 值；在设计后期，可以通过降低发射功率来降低SAR 值，从理论分析看，手机的发射功率降低1dB，SAR 数值大约会降低0.3W/Kg，他们是成正比的，但是在降低发射功率后，会影响手机的发射效率，因此在手机设计中要权衡利弊。

降低SAR 值的的最好的方向是：保证其发射功率，改变天线的方向图，减小面向人头部峰值。本文采用TDK 公司的一种叫软磁性片的材料可以很容易地达到这种目的，如图2 所示，它是由磁性材料和树脂制成的电磁屏蔽材料。该材料具有高磁导率，高电阻率等特点。将这种材料贴到手机键盘和PCB之间，有效地改变了天线的近场，改变天线的辐射强度。本文通过仿真优化，找出该磁性片最佳的尺寸和放置位置，从而降低手机面向头部的电磁辐射，达到降低SAR 值目的。

图2、磁性片样品

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