云脑智库 2021-11-26 00:00

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来源：内容由半导体行业观察（ID：icbank）编译自semiwiki

1912 年 4 月 14 日深夜，RMS 泰坦尼克号发送了一条求救信息：它刚刚撞上冰山，正在下沉。尽管广播紧急无线信号今天是常见的，但在20世纪初，这是最尖端的技术。这得益于过去 20 年开发的宽带无线电的发明：火花隙发射器（ spark-gap transmitter）。

火花隙无线电由 Heinrich Hertz 在 1880 年代开发，由 Guglielmo Marconi 改进，他于 1901 年成功地跨大西洋发送了第一个无线电传输。泰坦尼克号灾难之后，使用火花隙发射机的无线电报迅速在大型轮船普及，1912 年的《无线电法》更是要求所有航海船只保持 24 小时的无线电值班。火花隙无线电是当时最先进的技术，可实现船舶之间的无线通信，并在第一次世界大战期间使用。
火花隙无线电的架构与我们目前用在手机、WiFi 网络和蓝牙设备的无线收发器架构有很大不同。现代窄带通信系统调制连续波形射频 (RF) 信号以传输和接收信息。但在当时，火花隙发射器通过电火花产生电磁波，并且没有调制窄带射频信号。火花是使用通过跨两个导体之间的间隙的电弧放电的电容产生的。这些非常短的时间放电会在电线中产生振荡电流，然后激发出一种电磁波，该电磁波辐射出去并且可以在很远的距离内被电磁波拾取。根据众所周知的时频二元性原理，类似于电火花的时间上的短脉冲会产生频率上的宽带信号，这是二十多年来通信的基础。
需要注意的有趣一点是火花隙收音机无法支持连续传输，例如声音信号。一条消息必须由一系列火花组成，传输离散的信息片段，使其成为第一个数字收音机。这种特性非常适合传输摩尔斯电码。然而，当时人们认为火花隙收音机不可能在不丢失信息的情况下传输连续的信号，如语音或音乐。香农和奈奎斯特早在几十年前就展示了如何使用数字调制技术来做到这一点。
数字调制知识的这种差距，加上难以产生高功率火花隙传输是火花隙无线电的致命缺点。第一次世界大战后，使用真空管开发了基于载波的发射器，产生可以携带音频的连续波。如今，几乎所有无线收发器都使用相同的架构，这一切都基于美国工程师 Edwin Armstrong 在 1918 年的工作。称为超外差无线电，这种架构使用混频将接收到的窄带信号转换为相对较低的中频 (IF)，即然后在基带电路中处理。从 1920 年左右开始，这项创新催生了 AM 收音机，十年后又出现了 FM 收音机。到 1920 年代后期，唯一仍在使用的火花发射器是海军舰艇上的传统装置。宽带无线电实际上已经死了。
100 年后宽带的重生

为什么 Apple 会在 2019 年发布带有超宽带 (UWB) 收发器的 iPhone 11，该收发器是在其新的 U1 无线处理器芯片上实现的。答案需要一些侦探工作来寻找可以追溯到上世纪中叶的线索。
第一条线索是 1930 年代和第二次世界大战期间在世界各地的绝密实验室开发的另一种基于脉冲的宽带无线电技术：雷达。RADAR 的故事已经讲过很多次了；它在不列颠海战和太平洋海战中都提供了关键优势。
为了更好地简述本次的技术，我们来重温一下雷达的原理。RADAR 能够确定物体的范围、角度和速度。战后，基于脉冲的收发器再次开始获得发展动力。从 1960 年代到 1990 年代，这项技术被限制在机密程序下的军事应用，既是定位又是通信技术。到 1980 年代中期，美国天主教大学的 Harmuth 和 Sperry Rand Corp 的 Ross 和 Robbins 等 UWB 先驱的大量研究论文、书籍和专利变得可用。由于宽带提供位置数据的独特能力，这一重要的信息来源重新引起了人们对 UWB 系统的兴趣。
苹果对 UWB 的第一个用途是提供定位数据。定位支持增强现实 (AR)、虚拟现实 (VR)、游戏、设备恢复、文件共享和广告信标等领域的许多应用。
被Wi-Fi击败

在上文中，我们讲述了宽带无线电的诞生。事实上，宽带无线电的故事还没有结束……

随着 1990 年代无线通信需求的增长，超宽带 (UWB) 的优势变得更加明显。但是 UWB 系统的商业部署需要在频率分配、谐波和功率限制等方面达成全球协议。随着对 UWB 商业化兴趣的增加，UWB 系统的开发商开始向 FCC 施压，要求批准其用于商业用途。2002 年，联邦通信委员会 (FCC) 终于允许未经许可使用的 UWB 系统。几年后，欧洲电信标准协会 (ETSI) 制定了自己的法规，遗憾的是与 FCC 法规略有不同。其他地区紧随其后，通常与 FCC 或 ETSI 保持一致。
UWB 系统使用短时（即皮秒到纳秒）电磁脉冲来传输和接收信息。它们还具有非常低的占空比，其定义为脉冲出现的时间与总传输时间的比率。根据 2000 年代制定的发射法规，UWB 信号被定义为频谱大于 500 MHz 的信号。大多数国家现在都同意 UWB 的最大输出功率，定义为 -41.3 dBm/MHz。
随着法规的到位，公司联盟开始形成，以标准化物理层和媒体访问控制 (MAC) 层。2002 年，WiMedia 联盟成立，这是一个非营利性行业贸易组织，旨在促进 UWB 技术的采用、监管、标准化和多供应商互操作性。2004 年，无线 USB 推广组和 UWB 论坛紧随其后。
为了理解这些联盟所做的选择，我们应该将它们置于语境中。
在2002 年，WiFi 还是一项相对较新的技术。802.11b 路由器于 1999 年推出，使用 2.4 GHz 频段时的理论最大速度为 11 Mbit/s。802.11a 标准也是在 1999 年定义的，并承诺在 5 GHz 频带中的理论最大速度为 54 Mbit/s，但由于其较高的芯片组成本，在消费领域没有受到关注。2003 年，802.11g 标准推出，在 2.4 GHz 频段提供了 54 Mbit/s 的理论最大速度。尽管事实证明 802.11g 标准取得了巨大的成功，但数据速率仍然受到拥挤的 2.4 GHz 频段的限制，该频段是当时无线 LAN 的骨干，运行在这个频段的还有微波炉和无绳电话！
正是考虑到这些限制，市场提出了新一代 UWB 无线电。随着法规的出台，人们很难抗拒支持 UWB 的高数据速率的承诺。事实上，FCC 在 3.1 和 10.6 GHz 之间分配的 7.5 GHz 带宽对于无线通信工程师来说是极其宝贵的资源。这就是基于 UWB 多频带正交频分复用 (OFDM) 以 480 Mbit/s 的数据速率提出短距离（即几米）文件传输规范的方式。经过几年的发展，第一个零售产品于 2007 年年中开始出货。这在很大程度上是一种过度设计的无线电，以相对经典的方式多路复用多个宽带宽载波，本身并不是类似于火花隙无线电的基于脉冲的无线电。
尽管当时 OFDM UWB 制造了很多噪音并且产品很有前途，但它在 2000 年代后期推向市场却遭遇了一场挑战——2008 年的大衰退，这导致消费电子产品的零售额大幅下降。此外，虽然不同的 UWB 联盟都在开发新产品，但 WiFi 联盟并没有停滞不前。2006年，经过多年的发展和谈判，他们发布了802.11n标准的初稿。它支持多路输入和多路输出 (MIMO) 概念以复用信道，其开发目的是提供高达 600 Mb/s 的数据速率。尽管该标准的最终版本在 2009 年 10 月之前并未发布，但支持该标准草案的路由器于 2007 年开始抢先发货。
给OFDM UWB 棺材打上的最后一颗钉子来自技术本身。当时提出的OFDM UWB收发器RF架构的复杂性和严格的时序要求，导致产品成本相对较高，功耗低。
上述事件和技术过度设计的芯片组的结合标志着高速 UWB 无线电的消亡。当时 UWB 芯片组的领导者 WiQuest 在 2008 年初拥有 85% 的市场份额，于 2008 年 10 月 31 日停止运营。UWB 论坛因与 WiMedia 联盟的方法不一致而未能就标准达成一致后解散。WiMedia 联盟在将其所有规范和技术转让给无线 USB 推广组和蓝牙特别兴趣组后于 2009 年停止运营。然而，蓝牙特别兴趣小组在同年放弃了作为蓝牙 3.0 一部分的 UWB 的开发。
不幸的是，在第一个基于火花隙无线电的 UWB 系统退役几乎整整一个世纪之后，这种基于 OFDM 无线电架构的 UWB 无线电的新迭代正在失宠。
然而，尽管困难重重，世界将不必再等一个世纪，就能看到新的和改进的 UWB 无线电实现。事实上，火花隙无线电将成为这次 UWB 复兴带来更多的灵感。
UWB的复兴

在上文中，我们讨论了过度设计的正交频分复用 (OFDM) 收发器的超宽带 (UWB) 的失败。这标志着所提议的应用——短距离非常高的数据速率（即几百 Mbps）无线链路的终结——而不是技术。事实上，UWB 的历史有点复杂：当高速无线 UWB 提案开始衰落时，其他 UWB 应用正在蓬勃发展。
从二战开始，微波系统的快速发展为UWB系统的发展铺平了道路。在 1960 年代，劳伦斯利弗莫尔国家实验室 (LLNL) 和洛斯阿拉莫斯国家实验室 (LANL) 正在研究脉冲发射器、接收器和天线。这些研究项目并非纯粹的学术研究；开发脉冲系统确实有很大的动力：UWB 可以提供超高分辨率，然后可以用于对象定位、表征和识别。到 1970 年代，UWB 雷达主要用于军事应用。随着研究的不断进展，发现了其他应用，并且在 1990 年代末，多个 UWB 雷达被用于广泛的应用：林业应用、城市地区的穿墙检测、
为了真正理解超宽带的吸引力，我们首先要掌握时频二元性和傅立叶变换。简单来说，这种对偶性表明，如果您有一个无限长的周期时间信号，它将具有无限小的带宽。另一方面，如果您有一个无限短的脉冲信号，它将具有无限大的带宽。换句话说，这意味着您可以用时间换取带宽。你为什么要那样做？这有多种原因，但一个非常重要的原因是实现超高分辨率定位。
确定射频设备之间的距离有两种基本方法：您可以使用接收信号强度 (RSS) 或信号的飞行时间 (ToF)。RSS 是一种实现起来非常简单的技术，可以被任何无线收发器使用，这也解释了为什么它被如此广泛地使用。然而，它的准确性受到严重限制：两个静止物体之间的感知距离将根据其直接路径上的障碍物而变化。例如，如果您有两个设备相距 10 米，但被砖墙隔开，提供 12 dB 的衰减，您会认为这两个设备相距 40 米。ToF 解决了这个问题。通过测量从一个设备到另一个设备所需的时间，您可以精确地提取两个对象之间的距离。在
ToF 显然是在空间中准确定位物体的方法。然而，一个缺点是你需要处理光速，这是相当快的。事实上，光传播 10 厘米只需要 333 皮秒。如果要以厘米精度测量物体之间的距离，则系统需要亚纳秒精度。实现这种精度的最简单方法是发送时间非常短的信号，由于时频二元性，这需要 UWB 信号。
使用 ToF 精确测量距离的可能性在很大程度上解释了 UWB 在最近几年的复兴。准确定位市场在多个领域都在快速增长，未来几年应该会继续保持两位数的增长。多家公司现在都加入了 UWB 的行列，最新的是 Apple，它为 iPhone 11 配备了 UWB 芯片 U1，这似乎是它自己的设计。凭借实施实时定位系统 (RTLS) 的能力，UWB 能够在包括工业 4.0、物联网和车辆在内各种市场中实现大量新应用。
正如我们在本文中看到的，时间可以换取带宽，这可以有利地用于定位。但它也可以提供其他优势。接下来，我们将探讨 UWB 在许多无线应用中的另一个关键优势：极低的延迟。
低延迟为王

作为工程师，我们将延迟理解为触发操作与其响应之间的时间间隔。从无线链路的角度来看，这是发送数据帧和接收数据之间的时间延迟。但是消费者对延迟有一种本能的反应。玩格斗和体育游戏的游戏玩家会体验到延迟，因为在按下按钮和在屏幕上看到预期动作之间存在延迟。这种延迟可能是游戏中生死攸关的问题！显示器和外围设备正在以减少的延迟（例如，240 Hz 刷新率游戏监视器）进行积极营销，因此，令人惊讶的是，有线外围设备在游戏圈中仍然无处不在。
电线，就像人们记忆中那样古老的装置，在延迟方面的优势仍然无可争议。
随着对延迟更敏感的应用程序成为主流，如今对延迟的追求越来越强烈。例如，佩戴增强现实 (AR) 或虚拟现实 (VR) 耳机的设计师和游戏玩家会体验到延迟，因为他们的动作和视觉反应之间存在令人不安的滞后。AR 和 VR 使用户在最轻微的延迟开始时就容易晕车。此外，当角色在屏幕上的嘴唇与他们的声音不同步时，家庭影院所有者就会诅咒这些延迟，虽然可以小心地延迟录制的视频以校准延迟，但需要现场干预的馈送无法从这种策略中受益。这种涉及实时交互的无线延迟问题很容易表现出来，就像在智能手机上打字并看到按键与通过无线耳机传来的按键音频反馈不同步一样。一些手机制造商会通过让键盘音频反馈不通过无线耳机来隐藏这一限制。然而具有讽刺意味的是，在带有准系统有线耳机的过时电话上使用现已失效的音频插孔不会造成延迟问题！这个问题更深入，工业工程师将延迟视为关键传感器和控制系统中不可接受的延迟。
总而言之，当前的无线技术无法提供可接受的游戏、AR/VR、实时视频或工业物联网体验，因此这些应用在 2020 年仍然是有线应用的市场。
大脑通常可以辨别出几十毫秒或更长时间的延迟，一些乐器演奏者能够“感觉到”3 毫秒的延迟。无线延迟有多种原因。它首先是光速的结果，与电线类似。然而，在人类尺度上，光速并不是限制因素，因为 100 米的无线通信只会产生 333 ns 的延迟。第二个原因是收发器中的处理时间。但这通常不是限制因素，因为处理器通常可以在几微秒内完成对帧的操作。第三个原因也是最重要的一个原因是收发器可以传输其数据的速度。在无线收发器中，每个数据帧都必须完全接收后才能进行处理。这意味着传输和接收数据的速度是导致延迟的重要因素。例如，以 1 Mbps 的数据速率传输 1000 位帧将导致 1 ms 的延迟。这被称为通话时间。除了通话时间外，还有媒体访问控制层所需的时间，即MAC-Time，它与协议使用的通信栈有关，可能包括载波侦听、帧确认、帧重传、流控制等。MAC 时间因应用而异，与通话时间相比，MAC 时间可以从可以忽略不计变成主导因素。最终，MAC 时间通常与通话时间相关，因此可以压缩通话时间的无线电能够提供更短的延迟。
结合所有这些因素，很难公平地比较不同无线电的延迟。每种技术都有其目标应用，这意味着 MAC 层已相应开发。需要 99.999% 可靠性的无线链路不会有与尽力而为广播系统相同的延迟。然而，延迟总是有限的，并且源自无线电的通话时间，这是一个很好的比较点。ZigBee 规范背后的 IEEE 802.15.4 标准提供 250 kbps 的数据传输速率，而 BLE 4.2 支持 1 Mbps 和 BLE 5 2 Mbps。这些数据速率为 BLE 提供了几毫秒的通话时间，为 IEEE 802.15.4 提供了数十毫秒的通话时间。这些通话时间被 MAC 层进一步“放大”，并导致更长的整体延迟，可能超过 100 毫秒，
减少延迟的一个好方法是提高数据速率，Wi-Fi 很好地应用了这种方法。随着 802.11 标准现在支持在单个链路上传输数百 Mbps 的数据，我们现在可以看到单个帧的亚毫秒级延迟。然而，这种延迟是以功耗为代价的。Wi-Fi 标准支持超过 2000 字节的大数据包，并使用需要耗电电路的复杂调制。
延迟实际上是 5G 网络发展背后的主要驱动因素之一。承诺几毫秒的延迟，5G 将提供比 LTE 快10 倍的 改进。然而，5G 无线电具有与 Wi-Fi 类似的缺点，即功耗非常高，阻碍了它们在大多数物联网设备中的使用。因此，我们可以在几毫秒内将数据路由数百公里，但使用较低功率的无线电完成最后一百米需要更多时间。
UWB 弥合了长距离、高数据速率收发器（Wi-Fi 和 5G）与短距离低数据速率解决方案（如 BLE 和 Zigbee）之间的差距。UWB 使用快速的 2 ns 脉冲来达到数十 Mbps 的数据速率。这提供了比 BLE 短一个数量级的通话时间，达到亚毫秒级延迟。当与 5G 结合时，UWB 是提供最后 100 米低延迟连接的有力候选者。
UWB 的亚毫秒延迟和相对较大的数据速率可以实现多种新的交互体验和应用，而这些体验和应用以前是其他短距离无线电无法实现的。然而，UWB 的一个非常重要的方面，即物联网革命所需的一个方面，尚未讨论：低功耗操作。
低功耗是黄金

在一个一切都无线化并且所有设备都需要远程控制的世界中，功耗的重要性正在显着增加。
在由四部分（传感器、微控制器、PMU 和收发器）组成的简单传感器节点中，无线收发器在很大程度上是总功耗的主要贡献者。事实上，用于无线功能的功率百分比可以超过总功耗的 90%。无线耳机、游戏控制器和电脑键盘和鼠标的功耗由无线收发器带来的。
在过去的 15 年中，降低功耗一直在推动无线芯片的发展。经过多年的发展，BLE于2006年被批准用于解决蓝牙的功耗问题。最近，蓝牙 5.2 增加了一些功能，以减少不同应用程序的消耗，包括音频。然而，这些修改大多是渐进的。从根本上说，功耗的降低受到架构的物理限制；基于载波的收发器总是需要大量功率来启动、稳定和维持其 RF 振荡器。经过二十年的优化，蓝牙已经到了收益递减的地步。所有窄带技术都是如此：获得一个数量级需要无线传输的新范式。原因如下：

在上图中，您可以看到所有窄带无线电架构（如蓝牙）中固有的两个显著功率损失：
晶体振荡器开销（左下）削弱了低数据速率性能：蓝牙使用 ~20 MHz 晶体振荡器，需要几毫瓦来启动和稳定。UWB 无线电可以使用不需要高频晶体振荡器的脉冲运行，并且可以设计为以低定时功耗开销运行。
载波开销（中上）会影响高数据速率性能：如第 4 部分所述，在窄带宽信道（例如蓝牙无线电中使用的信道）上传输大量数据需要大量时间和功率。可以传输大量数据当分布在宽带宽上时速度要快得多，使发射器保持开启的持续时间要短得多，并显著降低功耗。这意味着对于相同的消耗功率，UWB 可以传输更多的数据。（最右上角）
如果你从头开始设计一个短距离 (50-100m) 无线协议，以最大限度地减少功耗和延迟并最大限度地提高数据速率，您可能会经历以下思考过程：
首先，尽量减少发射器和接收器的开机时间。为此，每个信号都应尽可能短。从时频二元性我们知道，时间短的信号带宽很宽，因此该解决方案将使用宽带通信，因此选择了免授权UWB频谱。
其次，确保发射器和接收器能够尽快启动和关闭。这使得难以使用使用传统高精度 RF 振荡器的收发器。最小化功耗的最佳架构是使用 UWB 脉冲无线电，而无需 RF 载波本身。从上图中的数据可以看出，该方法为短距离通信提供了尽可能低的功率分布。
由于 UWB 不使用高频载波振荡器，因此 UWB 收发器可以非常快速地开启，并且在给定功率水平下传输的数据速率远高于窄带无线电。
秘密终于揭晓

在文章的开头我们提了一个问题，那就是为什么苹果 2019 年在 iPhone 11 中植入了 UWB 收发器？在 2020 年初， UWB 芯片供应商 Decawave 被Qorvo以大约5亿美元的价格被收购？为什么通用汽车、福特汽车、丰田汽车、尼桑汽车、本田汽车、现代汽车、大众汽车、宝马汽车和梅赛德斯汽车等汽车制造商都在投资 UWB？
答案现在很清楚：UWB 提供了准确定位、超低功耗、超低延迟和高带宽的独特组合，这是任何其他短距离无线技术无法比拟的。2021 年的超宽带部署侧重于精确定位和基于位置的服务：安全无钥匙进入、免提支付和室内导航。即将推出具有高达蓝牙 10 倍带宽的低功耗和无电池数据物联网网络。
正如大家所熟知，蓝牙在低带宽、低保真通信（例如无线耳机和耳塞）方面取得了巨大成功。那么，为什么苹果要在 iPhone 11 中设计另一个收发器呢？那就是为超出蓝牙设计限制的新兴应用提供服务，尤其是准确定位。
在前文中，我们探讨了像蓝牙这样的窄带协议如何具有基本限制，这使其不如 UWB 那样适合极低功耗、低延迟和无电池应用：
数据速率限制：蓝牙规范将空中带宽限制为仅 3 Mbps，并且在大多数系统中限制为小于 1 Mbps。UWB 可以以数十 Mbps 的速度运行。
低数据速率功率：即使在最低数据速率下，振荡器开销和长数据包持续时间也可将蓝牙的最小功率保持在几毫瓦。为低功耗操作和数据流量身定制的 UWB可以以低于 10 μW 的速度传输 1 kbps，从而使由能量收集供电的无电池传感器成为可能。
延迟：蓝牙延迟通常超过 100 毫秒，耳机用户将其视为回声、长时间的音频延迟和通话时互相交谈。这种延迟使得蓝牙对于游戏控制器和 AR/VR 等交互式应用没有吸引力，对于工业传感器和控制系统来说也是不可接受的。UWB 为近实时机器控制和交互式娱乐系统提供亚毫秒级延迟。
定位：定位服务和精准定位是UWB众所周知的强项，可以在10厘米精度内测量相对位置。这是蓝牙无法实现的，它很难获得几米以下的精度。
抗干扰性：3-10 GHz 频段变得拥挤。除了LTE、5G和WiFi，包括最近发布的WiFi 6E，都占据了这个频谱的不同部分。实现稳健的 UWB 通信是可能的，但必须谨慎完成，以便在不妨碍所有其他基于载波的信号并有效拒绝它们的情况下运行。
事实上，对于短距离、低功耗的应用，UWB 优于 WLAN 和 Zigbee 以及经典的蓝牙和 BLE：

此图表比较了 Zigbee、BLE 和 UWB 的 200kbps 完整链路的能效：

当您将激励和稳定载波频率以及传输窄带数据所需的所有功耗加起来时，总和比 UWB 高 1-2 个数量级（专为低功率运行而设计）。
今天的 UWB 与 100 年前的火花隙前辈不同。尽管自近一个世纪前火花隙消失以来窄带无线电一直主导着通信，但超宽带正处于大规模复兴的开始。毕竟，它是大约 20 年来第一个包含在智能手机中的新的未经许可的频谱无线技术，其他手机制造商也纷纷效仿苹果公司的做法。UWB 的“超能力”直接解决了窄带无法提供的新应用的功率、带宽和延迟需求。UWB 非常适合主导许多新兴的低功耗、低延迟、更高数据速率的应用，并为无电池应用铺平道路。

－ The End －

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任何一项新生的通信技术，从诞生到成熟，都要经历制定标准、研制试用、商用推广几个阶段。从5G问世以来，伴随着5G的另一个热词——5G超级上行也成了大家的关注焦点。经历了三年多时间，5G超级上行的规模商用终于来了。

据华为消息，业界首次5G超级上行“跨站”灵活配对技术，在近日终于实现了全网商用。广州联通联合华为一起，累积将近3000个站点开通了5G超级上行，这样一来，5G超级上行的生效用户比起传统方式又增加了一倍。

那么，什么是5G上行呢？

想理解这个问题，必须先明白什么是上行。大家都知道，从2G到4G，我们对于网络的需求，更多的是从网站下载内容，这就是对网络下行的需求。但是从2019年末，受一些原因影响，大家长时间居家，网络成了联络人际关系的主要途径，在线网课、线上会议、高清直播都成了人们的迫切需求，而这些都需要能够实时上传高清视频。有数据显示，在那段时间里，全球移动网络增长了40%的上行流量。

如果说，这是上行流量需求刚刚崭露头角，那接下来的一段时间里，沉浸式视频、交互式视频的流行，把人们对上行流量的需求推到了一个新的高峰。这也是上行流量第一次在移动网络中占据核心位置。

然而，5G比2G、3G、4G的频段更高，小区覆盖范围更小。不过，网络下行可以通过增加基站的发射功率，或者采用波束赋形的技术来弥补；但是网络上行就没那么简单了，手机发射的功率和天线的数量都成了制约上行的绊脚石。举个例子，基站就好比是个大喇叭在广播，而手机好比我们人发声，一旦手机和基站离得太远，就算人喊破喉咙，基站也很难听见。

所以，5G超级上行顺势而生。回到刚开始的问题，什么是5G超级上行？

简单来说，5G的双工模式有两种：一种是上行和下行绑定在同一个频段上，我们把这种模式称作是FDD，也叫双频分工，这种模式下，上行下行分别在独立的信道上传输，就像我们的双向车道，两个方向来车各跑各的，互不干扰。还有一种是上行和下行在同一个频率信道上传输信号，只不过两者传送信号的时间不同，这种模式我们称作是TDD模式。这种模式下，上行和下行就像潮汐车道，大家分时间跑。

而5G超级上行，就是TDD和PDD协同的情况下，低频高频互补，充分发挥3.5G大带宽能力，不仅能够提高上行的带宽，还能提升上行的覆盖范围。5G超级上行“跨站”灵活配对技术，能够让TDD小区和FDD小区的超级上行配对最优化，简单来说，就是提高了5G网络覆盖和用户体验感，让上行用户的视频体验达到1080p和4K水平。

以上就是关于华为5G在业内首次实现“跨站”规模商用的相关内容。对于华为5G超级上行，大家有什么想说的？欢迎在评论区留言交流。我是柏柏说科技，资深半导体科技爱好者。关注我，带你了解更多最新的半导体资讯，学习更多有用的半导体知识。

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元电子战 2022-02-08 00:00

以下文章来源于云脑智库 ，作者相控阵老刘

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来源：云脑智库

编者注：这是07年参加工作时学习的一本书，当时做了笔记，今天整理出来分享给大家，时间久远，不正之处，敬请指正！本学习笔记仅对前三章基本知识做了整理，后续应用部分，请参考该书籍阅读！

第一章.绪论1.1微带天线的历史和优缺点

微带天线最初作为火箭和导弹上的共形全向天线获得了应用，现在微带天线广泛应用于大约100MHz～100GHz的宽广频域上的大量无线电设备中，特别是飞行器上和地面便携设备中。微带天线的特征是比通常的微波天线有更多的物理参数，具有任意的几何形状和尺寸，有三种基本类型：微带贴片天线、微带行波天线和微带缝隙天线。

和常用的微波天线相比，具有以下优点：1）体积小、重量轻、低剖面、能与载体共形，并且除了在馈电点处要开出引线外，不破坏载体的机械结构。2）性能多样化。设计的微带元最大辐射方向可以在边射到端射范围内调整，实现多种几何方式，还可以实现在双频或多频方式下工作3）能够与有源器件、电路集成为统一的组件，适合大规模生产，简化整机的制作和调试，大大降低成本

和其它天线相比，其缺点如下：

1）相对带宽较窄，特别是谐振式微带天线（目前已经有了一些改进方法）2）损耗较大，因此效率较低，特别是行波型微带天线，在匹配负载上有较大损耗3）单个微带天线的功率容量较小4）介质基片对性能影响较大。由于工艺条件的限制，批量生产的介质基片的均匀性和一致性还有欠缺，影响了微带天线的批产和大型天线阵的构建

相对带宽较窄一般认为是微带天线的主要缺点，单现在采用孔径耦合的层叠式结构的微带天线，其阻抗带宽已经达到69％左右，具有广阔的应用前景，一般而言，它在飞行器上的应用处于优越地位，如卫星通信、导引头、共形相控阵等，在较低功率的各种军用民用设备如医用探头等，由于它可以集成化，使其在毫米波段的优势更为明显。

1.2微带天线的分析设计方法

天线分析的基本问题就是求解天线在周围空间建立的电磁场，求得电磁场之后，进而得到其方向图、增益和输入阻抗等特性指标。分析微带天线的基本理论大致可分为三类。最早出现的也是最简单的是传输线模型（TLM，Transmission Line Model）理论，主要用于矩形贴片，更严格更有用的是空腔模型理论（CM，Cavity Model），可用于各种规则贴片（基本限于天线厚度远小于波长的情况）最严格而计算最复杂的是积分方程法（IEM，Integral Equation Method），即全波理论（FW，Full Wave），理论上讲，积分方程法可用于各种结构、任意厚度的微带天线，但要受计算模型的精度和机时的限制。从数学处理上看，第一种理论将分析简化为一维的传输线问题；第二种理论则发展到基于边值问题的求解；第三种理论进一步可以计入第三维的变化，不过计算费时。基于积分方程的简化产生了格林函数法（GFA，Green’s Function Approach）；由空腔模型扩展到多端口网络法（MNA，Multiport network Approach）.

微带线的传输模式是将微带线看成一种开放线路，因此其电磁场可无限延伸。这样微带线的场空间由两个不同介电常数的区域（空气和介质）构成，只有填充均匀媒质的传输线才能传输单一的纯横向场－TEM模。由于空气－介质分界面的存在，使得微带中的传输模是具有电场、磁场所有三个分量（包括纵向分量）的混合模，但在频率不太高如12GHz以下，基片厚度远小于工作波长，能量大部分都集中在导体带下面的介质基片内，且此区域的纵向场分量很弱，因此微带传输的主模和TEM模很相似，称为准TEM模。传输线法最简单，也最为直观，利用端缝辐射的概念说明辐射的机理，由于传输线模式的限制，其难于应用在矩形片以外的情况，对于矩形片，传输线模式相当于腔模理论中的基膜。在谐振频率上，计算的场分布与实际很接近，参量计算合乎工程精度，但失谐大时，相差很大，计算不再可靠，基本的传输线法对谐振频率的预测是不够准确的，利用一些修正方法（如等效伸长）可将误差减小到1％以内，如果通过样品实测谐振频率，然后在调整，效果更好。

空腔模型理论基于薄微带天线的假设，将微带贴片与接地板之间的空间看成是四周为磁臂，上下为电壁的谐振腔（确切的说是漏波空腔）。天线辐射场由空腔四周的等效磁流来得出，天线的输入阻抗可根据空腔内场和馈源边界条件来求得。腔模理论特别是多模理论是对传输线法的发展，能应用于范围更广的微带天线，并且由于计及了高次模，因此算得的阻抗曲线较准，且计算量不算大，比较适合工程设计的需要。但基本的腔模理论同样要经过修正，才能得到较为准确的结果。特别是边界导纳的引入，把腔内外的电磁问题分成为独立的问题，这在理论上是严格的，只是边界导纳的确定很困难，计算只能是近似的。在腔模理论中，认为腔内场是二维函数，这在薄基片时是合理的，而对于厚基片则将引入误差。由于微带天线的目的就是降低抛面高度，因此在大多数情况下是不成问题的，但在毫米波段就需要另行考虑了。

积分方程法和腔模理论的基本立足点不同，它讨论的是开放的空间，是以开放空间的格林函数为基础，基本方程是严格的，除了少数例外，通常用矩量法求解。

要得到高增益、扫描波束或波束控制等特性，只有将离散的辐射元组成阵列才有可能，同一阵列中辐射元可以相同也可以不同，在空间可以排成线阵、面阵或立体阵。

1.3 微带天线的应用微带天线优势有低剖面、价格偏移并可制成多功能、可共形的天线；可集成到无线电设备内部，可用于室内外，尺寸可大可小，大的微带天线其长度可达十几米。微带天线在空间技术中如X－SAR（X波段合成孔径雷达）、SIR（航天飞船成像雷达）、海洋卫星等以不同的微带形式完成特定的功能。在可移动卫星通信中以及内部集成的微带天线在PCS（个人通信业务）/蜂窝电话和其它手持便携式通信设备中都有广泛的应用。注：便携式无限通信设备一般要求天线要小、轻、对两个正交极化灵敏。辐射方向图在所有主平面上必须是准各向同性的，并且，在许多应用中，需要宽频带。人体对天线的影响以及人体对天线辐射的吸收都要尽可能的小，此外，总是希望天线集成在印制电路板上或塑料盒里。由此需要使用内部集成的天线，例如微带天线。内置天线机械强度大，不易折断；不增加设备的尺寸；使用不需要拉伸，人为影响小；并且使用高水平的防护技术，可以使天线与人体的作用减到最小。微带天线能提供50Ω输入阻抗，因此不需要匹配电路或变换器；比较容易精确制造，可重复性较好；可通过耦合馈电，天线和RF电路不需要物理连接；较易将发射和接收信号频段分开，因此可以省掉收发转换开关或至少使设计简化；容易制成双频段双极化模式。因此微带天线是最好的选择之一。第二章.微带阵列天线的基本理论

天线是各种无线电设备必不可少的组成部分，它能有效的、定向的辐射或接收无线电波并通过馈线与收发系统联系起来，起着能量转换作用。

从本质上讲，微波传输线（传输微波信息和能量的各种形式的传输系统的总称）是一个封闭系统，基本功能就是传输电磁能量，其电磁场被束缚在传输线附近而不会辐射到遥远的空间，自身的不连续性可以用来构成各种形式的微波元件。天线是由传输线演变而来，但其基本功能是向空间辐射或接收电磁能量，是一个开放的系统。

不管是线天线还是面天线，其辐射源都是高频电流元，这是共性。因此讨论电流元的辐射场是讨论天线问题的出发点。

要解决天线的两个最主要的问题是阻抗特性和方向特性。前者要解决特性和馈线的匹配问题；后者要解决辐射和定向接收问题，亦即解决提高发射功率或接收机灵敏度问题。但这一切都要先求出天线在远区的电磁场分布。为此需要求解满足天线边界条件的麦克斯韦方程组。严格数学求解是很困难的，经常采用工程近似的方法进行研究，即用某种初始场的近似分布代替真实的准确分布来计算辐射场。这样可以避免严格的理论求解又可以获取一定的精确度。

2.1 微带天线单元结构最简单的微带天线是由贴在带有金属底板的介质基片上的辐射贴片构成。贴片导体通常是铜或金，可采取任意形状。但通常采用常规的形状以简化分析和预期其性能。基片的介电常数应较低，这样可以增强产生辐射的边缘场。微带天线单元/阵列其结构通常都比较简单，但电磁场的分析却很复杂。一方面，微带天线的品质因数很高，较难得到精确的阻抗特性；介质的各向异性、加载、损耗、表面波效应等影响也较严重。另一方面，微带特性几何结构多样（不同贴片单元形状、馈电方法以及寄生单元或层叠单元的应用，共面馈电网络与有源线路的集成等）。微带特性的分析方法主要分为基于简化假设的近似方法和全波分析方法两类。全波分析法有更好的适应性和更高的精度，但速度较慢。第一类方法包括传输线模型、空腔模型和分段模型。该方法讲贴片单元当作一段传输线或是空腔谐振器，简化了分析和计算，提高了速度，物理概念清晰，可以提供设计的初始数据。2.1.1微带天线的传输线模型  基本假设：1）微带片和金属底板构成一段微带传输线，传输准TEM波，波的传输方向决定于馈电点。线段长度L≈λ_g/2，λ_g为准TEM波的波长。场在传输方向上是驻波分布，而在垂直方向上是常数。2）传输线的两个开口端（始端和末端）等效为两个辐射缝，场为W，宽为h，缝口径场即为传输线开口端场强。缝平面看作位于微带片两端的延伸面上，即是讲开口面向上折转90^o，而开口场强随之折转。由上可见当L＝λ_g/2时，二缝上切向电场均为x方向，且等幅同相，它们等效为磁流，由于金属底板的作用，相当于有二倍磁流向上半空间辐射。缝隙上等效磁流密度为M_s＝－2V/hV为传输线开口端电压。

由于缝已经放平，在计算上半空间辐射场时，就可以按照自由空间处理。这是这种方法的方便之处。

图2.1 传输线法物理模型
2.1.2辐射元方向图

微带辐射元的方向图可由其等效磁流元的辐射场得出。

由图2.1可见，微带天线的辐射等效为二元缝阵的辐射，并且缝上等效磁流是均匀的，可求出天线的辐射场为：
2.2微带阵列

微带天线单元的增益一般只有6～8dB。为获得更大增益，或为了实现特定的方向性要求，常采用由微带辐射元组成的微带阵列。最简单的排阵方式是直线阵。其馈电结构一般采用串馈或并馈。

2.2.1线阵辐射特性

由相同而且取向一致的辐射元组成的阵列方向图是其辐射元方向图和阵因子方向图的乘积（方向图乘积定理）。阵因子方向图就是将实际辐射元用无方向性的点源代替（具有原来的机理振幅和相位）而形成的阵方向图。微带辐射元的方向图可由其等效磁流元的辐射场得出，这样就可以求出微带线阵的的辐射特性。

图2.2 N元线阵

一般根据下式进行选择不出现栅瓣的元间距：

2.2.2平面阵天线

如图2.3所示，矩形平面阵中各单元相同，位于原点的第00号单元为阵的中心点，x方向单元编号m∈（－M~M），y方向的单元编号n∈（－N~N），第00号单元为相位参考点，忽略阵中各单元间的互耦影响时，设各元的激励电流为：

由此可见平面阵因子是两个线阵因子的乘积，因此可以用线阵方向性分析的结果分析平面阵的方向性。在x方向线阵形成围绕x轴的圆锥形波束，y方向形成围绕y轴的圆锥波束。因此，平面阵因子的主瓣是两个线阵圆锥主瓣相交部分的乘积，这就得到了两个针状主瓣，一个指向z>0空间，另一个指向z<0空间。在实际应用中，总是选择阵为单向辐射，即只有z>0空间辐射的针状主瓣。研究两个主平面的方向图特性时:

图2.3矩形平面阵

2.3电扫描天线   由于天线波束的指向始终与相位波阵面相垂直，因此，只要改变相位波阵面的位置，就能实现天线波束的扫描。根据改变相位波阵面的方法不同，波束扫描大致分为三类：1.相位扫描在阵列中每一个单元都安装一个移相器，相移量能在0～2π之间调整，用电子控制每个移相器，以达到快速扫描的目的，即相控阵天线，阵中每个单元间距为d，波束扫描角为θ0，则相邻单元之间的相移量为ψ=2πd sinθ0/λ，可见相位扫描具有频率敏感性，即如果相位不随频率变化，则扫描角θ0必与频率有关，改变频率也会改变波束扫描角。2.时延扫描将相扫天线中的每一个移相器都换成可变时间延迟线，则相邻单元之间的相移量变换为时间延迟量t=dsinθ0/c，式中c为电磁波在真空中的传播速度为一常数，由此可知波束扫描角θ0与频率无关3.频率扫描频扫天线的波束指向就是随发射机振荡频率的改变而变化，即波束指向是频率的函数，而一般的频扫天线总是与相扫天线结合应用构成所谓的三坐标雷达，即方位面采用相扫，俯仰面采用频扫。2.3.1相控阵天线   电扫描天线的典型形式就是相控阵天线。它与传统的机械扫描天线相比，具有高增益、大功率、多波束和多功能、高数据率、高可靠性和易实现接收机自动控制等诸多优点。   相控阵天线的典型框图如图2.4所示:

发射机的射频能量经馈电网络进行功率分配，按预定比例馈送到阵列中的各个单元的移相器，经适当的移相后在馈给阵列各单元进行辐射。波束控制指令信号输入计算机，运算后通过移相器控制电路进入各单元移相器，分别控制各自的相移量，从而获得各相邻单元间所要求的相位差，使天线波束指向预期方向。

事实上，如果将n个完全相同的天线所组成的n元均匀线阵中的每个天线都带上一个可控移相器，则该天线阵就成为一维相控阵天线。

假如单元天线的馈电电流不同相，设相邻两单元的电流间的相移为δ，则当改变δ时，波束指向在扫描空间移动。设最大辐射方向发生在θm0，则有δ=-kdsinθm0。由此，改变相邻单元之间的相位差δ，就可以改变波束的最大辐射方向θm0，实现波束扫描。

2.3.2盲点效应   在相控阵天线的设计中，必须考虑两个问题：1）在实空间不出现栅瓣2）抑制或消除盲点实践发现，当波束扫描到某一角度θn，天线处于全反射状态，既不辐射也不接收能量，角θn称为盲点。从物理本质上讲，产生盲点的原因有两个。一是相控阵中存在高次模和互耦效应。高次模发生在一个单元，而其它单元都与它们的发射机端接。由于互耦效应，在某些特定扫描角上，被激励起的高次模与主模耦合，致使口面场受到抵消。因而不能辐射也不能接收功率。二是漏波的抵消效应，所谓漏波是指当阵列单元辐射时，有一部分沿阵列表面向后泄漏的能量，这个漏波在这里的无源端接的单元上也会产生辐射波，于是原始的辐射波与漏波产生的辐射波在阵外空间叠加，在某个特定方向上造成盲点。在工程上，消除盲点的主要措施是合理选择阵格尺寸和辐射单元的口径尺寸。单元口径尺寸越大，盲点越靠近阵列的法线方向，因此应尽量减小口径尺寸，使盲点靠近栅瓣方向，再选用较小尺寸的阵格，使栅瓣远离扫描空间，这样既可以再扫描空间不出现栅瓣又抑制了盲点。2.3.3天线的副瓣性能   在相控阵天线的系统性能中，天线的副瓣特性是很重要的，相控阵天线的副瓣特性在很大程度上决定了雷达抗干扰、抗反辐射导弹及杂波抑制等战术性能，是雷达系统的一个重要指标。为降低相控阵天线的副瓣电平，通常对阵面天线单元的电流分布采用各种形式的加权，但加权之后，天线波束的主瓣展宽，将降低天线增益和雷达角分辨率，不利于抗从主瓣进入的干扰。低副瓣与超低副瓣天线通常是指副瓣电平必主瓣电平低30dB与40dB的以上的天线。为实现这样的天线，对面天线而言，主要是应按要求的副瓣电平来设计天线口径照射函数，实现所需的加权。具体实现办法是：可在馈线网络中采用不等功率分配器或衰减器加等功率分配器，也可将衰减器与不等功率分配器混用。此外天线反射面的加工必须严格保证公差要求，使天线口径面上的实际电流分布与理论上所要求的分布在幅度和相位上的误差低于所容许的范围。对于阵列天线，为获得低副瓣性能，除幅度加权外，还可采用密度加权、相位加权等方法来实现等效的幅度加权口径照射函数。阵列中各天线单元激励电流的幅度和相位误差以及各天线单元的安装公差，应严格低于额定副瓣电平所容许的范围。此外，设计中还应考虑各天线单元之间的互耦效应。同时，因为天线波束可以在一个较大的空间范围内进行扫描，随着扫描角的变化，天线单元之间的互耦也会发生变化，各天线单元激励电流的幅度和相位也会发生变化，所以为了实现低副瓣与超低副瓣电平，还必须考虑天线波束扫描产生的影响。除了精心设计天线单元，采用单元之间的去耦措施外，解决此问题的一种思路是统一设计天线单元和馈电网络。馈电网络的设计，要考虑天线单元之间互耦随波束扫描而变化的因素。在一定条件下，馈电网络的设计应具有随波束扫描变化而进行自适应调整的能力。密度加权天线阵是一种不等间距加权天线阵。不等间距天线阵中各有源天线单元的间距是不等的，靠近阵列中心的单元其间距小些，偏离阵列中心越远的单元，其间距越大，但各天线单元激励电流的幅度都相同。密度加权天线阵是以抬高远区副瓣电平为代价（会因此降低天线增益）来降低主瓣附近的副瓣电平。对采用数字式移相器的天线阵列，如果在波束控制信号之外还将相位加权控制信号加到阵列中某些单元的移相器上，改变阵列各天线单元激励电流的相位，那么也可以得到类似于加权的效果，降低天线波瓣主瓣附近副瓣电平。2.3.4阵列单元随机幅度与相位误差的影响  相控阵天线中各单元的激励电流在幅度和相位上存在着随机幅度与相位误差（不可能完全相同），引起幅相误差的原因很多，如天线单元方向图的不一致，天线单元的安装误差、天线单元的损坏、天线单元之间互耦引起的天线单元的阻抗变化和驻波变化、馈线各单元通道之间的幅相误差（如移相器的误差，阻抗不匹配引起反射所产生的幅相误差、温度变化影响等）。这类误差具有随机性，对天线波瓣的副瓣电平、天线增益以及波束指向等均有重要影响。但总的来说，各天线单元的随机幅相误差对天线增益的影响较大，对天线副瓣和阵列波束的指向精度的影响较小。采用集中式发射机或子阵式发射机的相控阵雷达，一部发射机要负责给整个发射相控阵天线或发射天线子阵馈电。从发射机输出端到每一个天线单元，必须有一个发射馈线系统，将发射机输出信号功率分配到各个天线单元。对于接收相控阵天线，各个天线单元接收到的信号，必须经过一个接收馈线系统逐级相加，然后送至接收机输入端。发射或接收馈线系统都由许多不同的馈线元件如功率分配器、移相器、传输线段、调谐元件、定向耦合器等组成，各个馈线元件的连接不可能做到完全匹配，这些连接点处，存在电磁波反射。当各个节点处的多次发射波重新到达天线单元（对发射阵）或接收机输入端（对接收机）时，这些反射波与主入射波叠加，对发射阵来说，使各天线单元辐射出去的信号的相位和幅度发生变化，对接收阵而言，则使各天线单元接收到的信号在到达接收机输入端时产生幅度和相位起伏。2.4 互耦效应对阵性能的影响微带阵列天线中，各微带元之间存在互耦效应，将导致：1）单元在阵中的方向图与孤立元的方向图不同；2）阵中单元的输入阻抗与孤立元的输入阻抗不同；3）对于相控阵，阵中单元的输入阻抗将随扫描角的改变而改变，这会引起阵的失配和单元效率（或增益）的降低；4）天线的极化特性要变坏2.4.1互耦对阵元方向图的影响   设M×N个微带天线元组成的阵列，阵中只有第j个单元接上电源，而其余单元都端接匹配负载。从物理意义上，可以看出此时单元在阵中的方向图将不同于孤立元的方向图（存在互耦的影响）。互耦的存在将使第j个元上的辐射的能量有一部分耦合到其它阵元，耦合能量的一部分被其端接负载所消耗，另一部分将再辐射，因此，阵中单元方向图将不同于孤立元的方向图。而且，对于有限数目阵元组成的阵列，由于各阵元再阵中所处的位置不同，它所受到的互耦影响也不同，故再阵中单元方向图也不相同。只有在无限阵列中，各元在阵中单元方向图才相同。严格的讲，由于互耦的影响，将使微带天线贴片上电流分布规律也有变化。特别是对相控阵天线，随着扫描角的变化，电流分布也要改变。对于一个大阵，由于阵的总方向图的主瓣很窄，而一般阵元的方向图主瓣很宽。即阵元方向图对阵的总方向图中主瓣和前面几个旁瓣的影响不太大。在这种情况下，计算总方向图时，可以忽略互耦影响，这就是一般阵天线中常用的分析方法，这是一种近似方法。而对于扫描波束的相控阵天线，就不能忽略这种互耦影响。2.4.2互耦对阵元输入阻抗和匹配的影响   两种分析方法：互阻抗法和散射矩阵法（两种方法得到的结果相同）   有源阵列的输入阻抗将随波束扫描方向的变化而变化，这是由于互耦影响形成的。对于一个有限尺寸的阵列，由于各阵元在阵中的位置不同，其互阻抗也不同，所以一般来说，各阵元的有源输入阻抗也不完全相同。严格的说，只有无限大尺寸的阵列，各阵元在阵中所处的环境完全相同，那么各阵元的有源输入阻抗才会相同。对于有限尺寸的大阵，除位于阵边缘的少数阵元外，其它多数阵元的输入阻抗可以近似认为是相同的。如果连接电源和阵元之间的传输线已与电源内阻抗相匹配，则在第mn个元输入端处的反射系数为:

可见，反射系数也将随波束扫描方向的改变而改变，所以在相控阵天线中不仅需要考虑到阵元在一定的频带范围内的阻抗匹配（即宽带匹配），而且还要考虑到在一定的扫描范围内的阻抗匹配（即宽角匹配）。这是相控阵天线与非电控扫描天线以及一般天线的不同之处。后两者只需要考虑宽带阻抗匹配。

利用互耦系数构成的散射矩阵来计算反射系数随扫描方向的变化是较为直接而又简便的方法。这是因为散射矩阵直接与入射电压波和反射电压波相联系，而且在微波网络中能直接测量的是耦合系数（或称为散射系数）。

2.4.3互耦对相控阵天线增益的影响

2.4.4确定微带天线元之间互耦的方法  两种方法：一是通过实验测量，二是利用分析和计算方法得出a).实验测定法确定各元之间互耦的一种最符合实际的的方法是直接在阵中进行测量，实际上，利用散射系数的互易性，以及阵结构的对称性可以使测量次数大大减小。同时，对于大阵，在阵中除靠边缘的阵元外，对位于阵中间的单元可近似认为它们所处的阵环境相同。因此，可以认为它们的反射系数相同，这样只要选择在阵中不同位置的几个典型单元，确定它们的反射系数就可以反映整个阵的反射特性。通常在设计阵时，往往只用两个阵元，只需要实测这两个阵元之间的耦合系数，而忽略其它阵元对它们的影响。因此，只要测出这两个元在不同取向和位置时的耦合系数，据此计算阵的反射系数，并设计匹配措施。但要注意一点，对于波导型、缝隙或振子阵元，这样的测量只要在一块较大的金属板（作为接地平面）上放置阵元即可。对微带特性元除了接地平面外，还必须考虑它们之间有介质基片，这是不能忽略的。元间距在几个波长范围内的耦合系数变化的一般规律：1）随着元间距的加大，耦合系数减小，在E面耦合系数近似按1/d减小；在H面耦合系数减小更快，近似按1/d²减小。而耦合系数的相位滞后基本上按kd成直线变化。这意味着在微带基片较薄和间距不太大时，耦合主要取决于空间辐射波，表面波耦合不占主要部分。2）E面和H面耦合曲线是不同的，因此微带元的相对取向位置不同，它们之间的耦合也不相同。3）考虑其它阵元存在对互耦的影响时，法线它对E面耦合影响稍大，使耦合系数比只有两元时要大一些，而相位滞后要变小一些。其它阵元存在对H面耦合的影响较小。因此作为一种近似计算，利用两元间的互耦系数来计算阵中的反射系数和输入阻抗还是可行的，特别对较小的阵。b).用反应原理计算互耦

c).无限周期阵列概念与波导模拟器   上面讨论的是先用实验或计算机来确定各元间的互导纳或散射系数，然后再将所有元的互耦影响一一叠加起来，从而得到阵中单元的输入阻抗或反射系数的方法称为逐元法，该法的优点是直观，可以预测出再阵中不同位置的阵元性能，方法不仅适用平面阵也适用共形阵。所以，逐元法再中小尺寸的平面阵和共形阵中应用最广泛。但对于大阵，由于阵元数目多，使计算或实验工作量大大增加，这时，常采用无限周期阵列的概念，因为大阵中间部分的单元再阵中所处的环境基本相同，所以再阵中间不同位置的单元的性能基本一致，因此，预测大阵性能可用无限阵列来近似，在无限阵中每个阵元所处的环境完全相同，阵中各元的性能也完全相同。分析无限阵列，不是先求各元间的互耦而是直接建立求阵中单元输入阻抗或反射系数的方程。由于无限阵是一个周期结构，因而可利用弗洛盖特（Floquet）定理来建立阵的场方程。常用的解法有场匹配法、复功率法、积分方程法（用矩量法求解）、变分法和留数法等。利用无限周期阵列模型与逐元法相比有很多优点。首先它已将所有阵元存在的互耦影响全部自动考虑在内，所以方法比较严格。其次，它也考虑了阵元上的场分布受互耦的影响，特别是场分布随扫描方向而变化的影响。因此，用无限阵列模型可以预测出阵在扫描时是否会出现“盲点”，所以这种方法已在分析波导型、缝隙型和振子型阵天线中广泛应用。对于微带天线元组成的大阵，原则上也可以利用这种方法。

基于无限阵列概念还发展了一种实验模拟技术用来预测相控阵天线的反射特性。这种技术是利用波导模拟器来完成的。

2.5 辐射单元、排列栅格和阵形2.5.1微带天线阵元的类型

可根据阵的带宽、极化、方向图特性（或扫描范围）、增益和效率等要求以及阵在结构上的要求来选择最合适的微带天线元。微带天线元大致可分为三类：贴片式、缝隙式和不均运行微带线等。

1．贴片式微带天线

按工作原理可分为谐振式和行波式。谐振式贴片微带天线作为阵元具有以下一些主要特点。单元本身具有一定的方向性系数，典型数据可达6dB左右。其效率较高，一般在90％以上。其半功率波束宽度大致在80^o～100^o之间。对于相控阵而言比较适合于最大扫描角在±50^o以内。该形式的天线可工作在线极化、圆极化或变极化。对方形和圆形贴片，利用相互正交的双端馈电，在利用功率分配器和移相器以改变两端激励的相对振幅和相位，就可以构成圆极化或变极化。对接近方形的贴片和椭圆形贴片，利用单端馈电也可以做成圆极化阵元，但不能作成变极化阵元。谐振式贴片具有以下一些缺点。阻抗匹配带宽较窄，通常在输入端驻波系数小于2的带宽只有百分之几。当扫描范围大于±60^o时，单元方向图的波束显得窄了一些，同时，当要求较大扫描范围时，为了避免在扫描范围内出现栅瓣，要求单元间距要较小，这样贴片尺寸也稍嫌大。这对将阵元和馈电网络都集成在同一介质基片上的单面阵就显得空间拥挤。因此，为了展宽波束或缩小天线尺寸，也常采用λ/4短路矩形贴片作为阵元，它相当于矩形贴片的一个辐射边短路，而尺寸缩小了1/2。此外，规则形状的谐振式贴片单元可以一哦能够较为准确的方法分析，已经导出各种较为准确的设计公式，所以设计较为简便，且减少调试工作量。

行波式贴片微带天线一端激励，另一端接匹配负载以保证贴片上电流或其内空间场按行波分布。这种天线的特点是阻抗匹配带宽较宽，但波束最大值指向随频率变化。这种天线最大值辐射方向可以设计成接近边射到端射的任一方向。它既可以辐射线极化波，也可以辐射圆极化波，但由于其一部分功率消耗在终端负载上所以效率较低。

2．缝隙式微带天线

缝隙天线利用微带传输线激励，是在微带传输线接地面上开缝，故其辐射是向两边的，如果需要单方向辐射，可在离缝高度为λ/4处加金属反射板。

这种天线的特点是它的阻抗匹配带宽比谐振式贴片天线要宽，特别是宽矩形缝。这种缝隙天线一般辐射线极化波，对制造公差要求比贴片式要小，用于阵元时量辐射元之间的隔离比贴片式要好，但当要求单方向辐射时，这种天线的厚度比贴片式天线要大。同时分析和设计这种天线要比贴片式困难一些，其广泛应用于卫星广播接收阵的阵元。

3.不均匀性微带线

微带线不均匀性是另一大类广泛应用的天线阵元。它通常是利用在微带传输线上进行切割、突变或弯曲等方式形成辐射。

这类天线用作阵元的特点是阻抗匹配频带较宽，快点电路结构简单而紧凑。构成阵的波束指向一般可设计在任何方向上。其缺点就是波束指向随频率变化较灵敏。由于是行波馈电，阵的效率不高。

2.5.2排列栅格和阵形

栅格一般有两种排列方式：一是矩形栅格排列；二是三角形栅格排列。在矩形栅格的单元位置中，只有当（m＋n）为偶数的位置中放置辐射单元，才组成三角形栅格。

对于同样的栅格抑制，矩形栅格排列比三角形栅格排列单元数多（比栅格为等边三角形时多16％）。辐射单元少，意味着成本降低。另外栅格间距的增加，有利于辐射单元的安装。因此，三角形排列采用的较多。

外观形状为矩形或正方形的阵列最常见，计算比较简单，其尺寸大小由主瓣宽度决定。均匀幅度的矩形阵，第一旁瓣电平可高达－13.2dB，抗干扰性能不好，这是最大的缺点。

把矩形阵改为圆形阵，在均匀幅度时，第一旁瓣电平可降至－17.6dB，圆形阵多采用正方形栅格。

用三角形栅格可排列成正六角形阵，这样的排列可有效的减少相控阵天线单元数目，降低雷达的造价。

当扫描角θ≥60^o时，平面阵会受到栅瓣的影响而难以实现，利用球面的自然对称性，能在较宽的角度范围内保持天线方向图和增益的均匀性，同时可克服宽角度下阻抗失配的影响。因此，将阵列单元排列在一个球面上构成球形阵，可改善角扫描性能。

对于机载雷达，为了便于安装，减小阻力和覆盖尽可能宽的立体角，要求阵面的形状与机体表面形状一致，这就是所谓的共形阵。

图2.5 三角形栅格

2.6 电磁波的极化

电场强度E的方向随时间变化的方式称为电磁波的极化。根据E矢量的端点轨迹形状，电磁波的极化可分为三种：线极化、圆极化和椭圆极化。

两个相位相差π/2，振幅相等的空间上正交的线极化波，可合成一个圆极化波；反之也成立。两个旋向相反，振幅相等的圆极化波可以合成一个线极化波，反之亦然。

椭圆长轴对x轴的夹角τ称为极化椭圆的倾角，长轴与短轴的比值称为轴比，极化椭圆的轴比、倾角以及旋向是描述极化特性的三个特征量。线极化（轴比→∞）和圆极化（轴比等于1）都是椭圆极化的特例，旋向以传播方向z为参考，它直接由相位差φ决定，若φ在第一二象限，则为左旋波，若φ在三四象限，则为右旋波。

两个空间上正交的线极化波可以合成为一个椭圆极化波，反之亦然。两个旋向相反的圆极化波可以合成一个椭圆极化波，反之亦然。

圆极化波具有两个与应用相关的重要特性：

1）当圆极化波入射到对称目标（如平面、球面等）上时，反射波变为反旋向的波，即左旋变右旋，右旋变左旋。2）天线若辐射左旋圆极化波，则只接收左旋圆极化波而不接收右旋圆极化波，反之，若天线辐射右旋圆极化波，则只接收右旋圆极化波，这称为圆极化天线的旋转正交性。根据这些特性，在雨雾天气里，雷达采用圆极化波工作将具有抑制雨雾干扰的能力。因为水点近似球形，对圆极化波的反射是反旋的，不会被雷达天线所接收。而雷达目标（如飞机、船舰、坦克等）一般是非简单对称体，其反射波是椭圆极化波，必有同旋向的圆极化成分，因而能被收到。由于一个线极化波可分解为两个旋向相反的圆极化波，这样，不同取向的线极化波都可由圆极化天线收到，因此，现代战争中都采用圆极化天线进行电子侦察和实施电子干扰，同样，圆极化天线也有很多民用方面的应用。第三章 微带天线的馈电方法天线是一种能量变换器，发射天线把发射机输出回路的高频交流电能变为辐射电磁能，即变为空间电磁波。相反，接收天线把到达的空间电磁波变为高频交流电能，传送到接收机的输入回路。从发射机到天线以及从天线到接收机之间的连接是依靠馈线来实现的。传输线（或馈电线）系指将高频交流电能从电路的某一段传送到另一段的设备。一般说来，对传输线有以下要求：1）传输线应具有最小的能量损耗。这些损耗包括导线中电阻产生的能量辐射、导线间介质中所产生的介质损耗，以及发射到外部空间的辐射损耗。2）沿线路允许传输的带宽内高频振荡功率应尽可能大3）传输线不应改变天线的方向图特性。因此必须消除传输线上的能量辐射。要消除这种“天线效应”，必须在所给的工作波长下选择适当的传输线形式和几何结构。4）传输线的电参量应稳定到这样的程度，以至于外部媒质的温度、湿度和压力的改变，以及机械振动和其它不稳定因素均不影响到天线设备的工作稳定性。5）传输线应有适当的尺寸和重量6）传输线应有一定的机械强度，便于装配。在制造上也要尽可能的简单，使用中要考虑到传输线的经济性。当负载阻抗等于传输线的特性阻抗时，其工作在行波状态，传输效率最高，功率容量也最大；且传输线的输入阻抗呈电阻性，它的大小不会随频率而变化，这样便于与发射机调谐匹配。因此，希望传输线工作在行波状态。但是，在无线电收发设备中，传输线的终端负载是天线，而天线的输入阻抗是随频率而变化的，在工作波段内呈现为复阻抗性质。因此就要在传输线末端与天线之间加上一个“匹配装置”，使得天线阻抗经过匹配装置的变换作用后，与传输线的特性阻抗相等，从而使传输线工作在行波状态或称为匹配。3.1 微带单元天线馈电两种基本方式：一是用微带线馈电；二是用同轴线馈电3.1.1微带线馈电   用微带线馈电时，馈线与微带贴片是共面的，因而可方便光刻，制作简便。但是馈线本身也要引起辐射，从而干扰天线方向图，降低增益。为此一般要求微带线宽度w不能宽，希望w ＜λ。还要求微带天线特性阻抗Ze要高些或基片厚度h要小，介电常数εr要大。天线输入阻抗与馈线特性阻抗的匹配可由适当选择馈电点位置来实现。当馈电点沿矩形贴片的两边移动时，天线谐振电阻变换。对于TM10模，馈电点沿馈电边（x轴）移动时阻抗调节范围很大。微带线也可通过间隔伸入贴片内部，以获得所需阻抗。

馈电点位置的改变将使馈线与天线间的耦合改变，因而使谐振频率有一个小的漂移，但是方向图一般不会受影响（只要仍保证主模工作）。频率的小漂移可通过稍稍修改贴片尺寸来补偿。

在理论计算中，微带馈源的模型可等效威严z轴方向的一个薄电流片，其背后为空腔磁臂，为计入边缘效应，此电流片的宽度d0比微带宽度w宽（取有效宽度）。

微带馈线本身的激励往往利用同轴－微带过渡。有两种形式：垂直过渡（底馈）和平行过渡（边馈）。

3.1.2同轴线馈电

用同轴线馈电的优点有：1）馈电点可以选在贴片内任意所需位置，便于匹配。2）同轴电缆置于接地板上方，避免了对天线辐射的影响。缺点是结构不便于集成，制作麻烦。

这种馈源的理论模型，可表示为z向电流圆柱和接地板上同轴开口处的小磁流环。其简化处理是略去磁流的作用，并用中心位于圆柱中心的电流片来等效电流柱。一种更严格的处理是把接地板上的同轴开口作为传TEM波的激励源，而把圆柱探针的效应按边界条件来处理。

天线设备作为一个单口元件，在输入端面上常体现为一个阻抗元件或等效阻抗元件，与相连接的馈线或电路有阻抗匹配的问题。

微带辐射器的输入阻抗或输入导纳是一个基本参数，因此应精确的知道输入导纳，以便在单元和馈线之间做到良好的匹配。

由于对大多数工程应用来说，简单的传输线模型给出的结果已经足够满意，很多文献都给出了用传输线模型计算微带天线输入阻抗的方法，但由不同文献给出的方法计算出的值相差较大。

3.1.3电磁耦合型馈电

结构上的特点是贴片（无接触）馈电，可利用馈线本身，也可通过一个口径（缝隙）来形成馈线与天线间的电磁耦合。因此可统称为贴片式馈电。这对多层阵中的层间连接问题，是一种有效的解决方法，并且大多数能获得宽频带的驻波特性。

利用口径耦合的电磁耦合型馈电结构是把贴片印制在天线基片上，然后置放在刻蚀有微带馈线的馈源基片上，二者之间有一带有矩形缝隙的金属底板。微带线通过此口径来对贴片馈电。口径尺寸将控制由馈线至贴片的耦合，采用长度上比贴片稍小的口径一般可获得满意的匹配。

3.2 阵的馈电形式与设计
阵的馈电网络的主要任务是保证各阵元所要求的激励振幅和相位，以便形成所要求的方向图，或者使天线性能各项指标最佳。对馈电网络的主要要求是阻抗匹配、损耗小、频带宽和结构简单等。阵的馈电形式主要有并馈和串馈两种形式，也有这两种形式的组合。

3.2.1并联馈电

并联馈电是利用若干个功率分配器，将输入功率分配到各个阵元。功率分配器可以分成两路、三路或多路。但为了使馈电结构中最大和最小阻抗之比最小，通常采用两路功率分配器。

对于并联馈电阵，当所有阵元相同时，各元所要求的振幅分布可以利用改变功率分配器的各路功率分配比来实现，而各阵元所要求的相位分布，可采用控制各路馈电线长度或附加移相器来实现。例如对于同相阵，则可以利用各路馈线等长或相差馈线波长的整数倍来保证各元同相激励。对于相控阵同相则要求采用电控移相器来实现波束扫描所要求的相位分布。对功率分配器除要保证功率分配比外，还要求各路输出端之间有较好的隔离。

并联馈电网络的设计是比较简单和直接的。当选定阵元的形式和尺寸后，根据各元所要求的激励振幅和相位，考虑到互耦的影响，可计算出各元的输入阻抗。已知阵元的输入阻抗，所要求的激励振幅和相位后，就可以设计功率分配器和馈线的布局（要考虑长度以保证相位）。

并联馈电微带天线阵的阵元较少时，通常可将微带功率分配器和馈线与阵元都集成在同一块介质基片上，称为单面阵。当阵元数目较多或阵面空间较拥挤时，也可以将微带功率分配器的一部分或全部放在阵面后面，组成多层阵。此时各元用同轴探针激励，或者上下层功率分配器之间用同轴探针相连，为此必须要求各层具有金属化孔，并要求各层之间严格对准。阵元数多时，需要采用多级功率分配器，为了减少损耗和提高功率容量，对靠近输入端的前面几级功率分配器也可采用波导、同轴线或板线式功率分配器和馈线。

并联馈电具有以下几个特点：设计比较简单，各元所要求的激励振幅和相位可以通过设计馈电网络来实现。当馈线等长时，波束指向与频率无关，所以频带宽度主要取决于阻抗匹配的频带，比较容易实现宽频带。这种馈电形式既适用于固定波束阵，又适用于利用电控移相器进行波束扫描的相控阵。它的缺点是需要许多功率分配器，馈线总长度较长，这不仅占据了空间，也大大增加了传输损耗。同时，使整个馈电网络比较复杂。

3.2.2串联馈电

串联馈电是将天线阵元用微带传输线串联连接起来，此时，对馈电的主传输线来说，每一天线阵元都等效为一个四端网络。所以，从等效网络观点来看，这种馈电形式确切的说是一种级联形式的馈电。每一阵元的等效四端网络可以有各种形式，它既可以是一个并联导纳，也可以是一串联阻抗或更一般形式的T形、∏型或变压器形式的等效网络。对于矩形贴片微带天线元，就可等效为一并联导纳的四端网络。当考虑了互耦影响时，此并联导纳又矩形贴片元的自导纳加上其它各元的互导纳。

串联馈电形式，根据传输线终端所接负载不同，可分为行波串联馈电和谐振串联馈电。串联馈电阵设计比并联馈电阵设计要复杂一些，特别在考虑各元间的互耦影响时，需要用迭代法来设计，以保证各元所要求的激励振幅和相位。

串联馈电阵各元所要求的激励振幅和相位是通过改变各天线元尺寸来达到的，所以，一个具有幅度或相位加权的串联阵，各天线元的尺寸一般是不相同的。谐振串联馈电无论从阻抗匹配和方向图特性来讲，一般都是窄频带的。当频率变换时，由于相位的变化，使波束指向改变。但这种馈电形式效率较高，传输损耗也较小，馈电无论结构简单又紧凑。行波馈电的阻抗匹配频带较宽，但波束指向随频率改变，另一缺点是馈电效率较低，因为在终端负载上要消耗一部分功率。

串联馈电阵与并联馈电阵相比，前者馈电电路简单，馈线总长度较短，所以馈线损耗较小。因为不需要功率分配器，所以空间利用也必并联馈电要好。行波串联馈电阵阻抗匹配频带宽。但串联馈电阵设计要复杂一些。其波束指向随频率变化。如果采用中心串联馈电，其波束指向将不随频率变化。

以上讨论的主要是线阵的馈电形式，但也可以推广应用于二维平面阵。对于二维平面阵的馈电，可以全部采用并馈或串馈，也可以采用一维为并馈，另一维为串馈的组合形式，平面阵除上述馈电形式外，对于微带天线元组成的平面阵，还有一种交叉馈电形式，这种馈电形式，还可以通过改变辐射元线宽度或馈线与辐射元的角度来达到幅度加权的目的。

3.3 相控阵天线的馈电方式

发射机输出的信号，按一定的幅度分布和相位梯度馈送给阵面上的每一个天线单元。接收时，同样必须将各个天线单元收到的信号按一定的幅度和相位要求进行加权，然后加起来馈送给接收机。相控阵天线的馈电网络，就是使阵面上众多的天线单元与发射机或接收机相连接的传输系统。各个天线单元所需要的幅度和相位加权也是在馈线系统中实现的。

为了获得低副瓣相控阵天线，馈线系统提供给每个天线单元的电流信号的幅度是不相等的，通常情况下，阵列中间天线单元的信号电流幅值最大，阵列边缘单元的电流幅值最小，各天线单元的激励电流按一定的幅度分布来确定。除了自适应阵列天线外，对一般的相控阵，这一幅度分布是固定的，不应随天线波束扫描方向的变化而变化。信号沿阵列天线口径的不等幅分布，通常采用不等功率的功率分配网络来实现。

馈线系统还要保证每个天线单元激励电流的相位符合天线波束扫描指向要求。通常将馈电网络向各个天线单元提供所需的信号相位称之为“馈相”，即将对天线单元信号进行复加权中的相位加权部分称之为“馈相”，“馈相”的方式与馈电网络的组成相关。

对相控阵的馈电系统有许多要求，其中之一是通过降低馈线系统的复杂性来降低成本。为此，减小移相器和每一移相器所需要的开关组件的数目、简化移相器控制信号的产生方式以及压缩移相器控制信号的数目等具有重要意义，而这些都是与馈相方式密切相关的。

由于可将整个平面阵分成若干个线阵，每一线阵都被当成一个子天线阵，因此对平面阵列天线的馈相，可分解成对若干个相同子阵和另一子阵的馈相（一个线阵又可以相应地分为若干子阵），这种馈相方式的移相器数目要增加一个线阵的单元数目，但移相器控制信号容易产生，控制信号的设备量也显著的降低了。

同样，也可以将“阵内相位”矩阵分解为若干个小的正方形或矩形矩阵，即用若干个子平面天线阵来构成总的平面阵列。

馈线系统在相控阵天线中占有特别重要的位置。低旁瓣天线对馈线系统幅度和相位精度的要求是很高的，此外，承受高功率的能力、馈线系统的损耗、测试和调整的方便性，以及体积、重量等要求，也是选择馈电方式时必须考虑的因素。为了降低成本，还要充分考虑生产的一致性、提高成品率和便于加工等要求，至于是否全部功率分配器都要采用隔离式，还是部分采用隔离式、在哪一级采用隔离式，这可根据对系统驻波、功率隔离以及成本要求等进行计算分析后决定，或对这些要求进行折衷考虑。皇捷通讯专业天线研发生产一体www.iphone-line.com

平面相控阵天线的馈电主要有强制馈电、空间馈电和光学馈电

3.3.1强制馈电

采用波导、同轴线、板线和微带线等进行功率分配。随光电子技术的发展，也可以采用光纤作为相控阵馈线中的传输线，但只能在低功率电平上使用。波导和同轴线用于高功率阵列，低功率部分常用板线、带线和微带线。功率分配器有隔离式与非隔离式、等功率分配器与不等功率分配器等多种形式。隔离式功率分配器输出支臂之间约有20dB隔离度，可以减小由于各传输组件之间的反射波引起的干扰，有利于整个馈线系统获得低的驻波。当隔离式功率分配器的一个支臂由于开路或短路而出现全反射时，因一半反射功率被隔离臂的吸收负载所吸收，故有利于保证馈电网络的耐功率性能。

3.3.2空间馈电

空间馈电的形式有透镜式空间馈电和反射式空间馈电等形式。透镜式空间馈电的天线阵，包括收集阵面和辐射阵面两部分。收集阵面也称为内天线阵面，它由许多天线单元组成，这些天线单元又称为收集单元。它们既可排列在一个平面上，也可排列在一个曲面上。在天线阵处于发射状态时，发射机输出信号由照射天线（如波导喇叭天线）照射到内天线阵上的收集天线单元，这些收集单元接收照射信号后，经移相器，再传输至辐射阵面上的天线单元（也叫辐射单元），然后向空间辐射，对于有源相控阵天线，经过移相器相移后的信号，还要再经过功率放大器放大，然后才送给辐射阵面的天线单元。当天线阵处于接收状态时，辐射阵面接收从空间目标反射回来的回波信号，这些信号送移相器移相后，由收集阵面上的天线单元将其传输至阵内的接收天线（如由波导喇叭组成的接收天线）。对于有源相控阵天线，每一辐射单元收到的信号，要先经过低噪声放大后再送给移相器，最后才输入到收集单元，经空间辐射到达阵内接收天线。

这种空间馈电方式，实质上采用空溃的功率分配/相加网络，省掉了许多加工要求严格的微波高频器件。这种馈电方式，对于高频和雷达信号波长较短的情况（例如S、C、X波段），与强制馈电方式相比，优点更为明显。

反射式空间馈电阵列与透镜式空间馈电阵列不同，其收集阵面和辐射阵面是同一阵面。这一阵面上各天线单元收到的信号，经过移相器移相后，被短路传输线或开路传输线全反射。对于这种阵列，作为初级馈源的照射喇叭天线，在阵列平面的外边，即采用前馈方式对天线阵面进行空间馈电。由于采用前馈，初级馈源的天线对天线阵面有一定的遮挡效应，对天线口径增益和对天线副瓣电平的性能有不利的影响。这种空溃方式，常见的大多是频率很高（如X、Ku波段）的相控阵战术雷达。另外，在这种空间馈电阵列中，移相器提供的相移值起了两次作用，故该值应为一半移相器相移值的一半，移相器损耗也增加了一倍。自然，移相器是双向传输型的。

在空间馈电系统中，初级馈源的照射方向图为整个阵面提供了幅度加权。为了充分利用初级馈源能量，减小泄漏损失，透镜内天线阵面（收集阵面）的天线单元数目可适当增加，在内天线阵面的边缘部分，可以将几个收集单元接收到的信号相加，在经过移相器相移后送至外天线阵面（辐射阵面）的辐射天线单元。

为了降低相控阵天线的副瓣电平，常采用密度加权方式，这时阵面上除有源天线单元外，还设置了相当数量的无源单元，对于空间馈电的阵列天线，外天线也可以设计成密度加权的相控阵天线。

由于天线物理尺寸的限制，初级馈源与阵面的距离大体等于天线口径的尺寸，因此，初级馈源辐射的电磁波是球面波。由球形波到平面波的准直修正，由改变移相器上的控制码来实现，即用改变移相器的相移值来进行修正，也可用准直延迟线来实现。

3.3.3波束跃度与移相器的虚位技术

相控阵天线波束的相控扫描依靠的是天线阵中的大量移相器，因此，移相器是馈电系统中的一个关键微波元件，与此相应，控制移相器的电路也是一个重要的电路。

按照信号相位的基本定义：

移相器可在高频实现，为便于用计算机控制天线波束扫描，计算机提供给移相器的控制信号是二进制的经过D/A变换成模拟信号后送入控制移相器。

对移相器的要求主要有以下8项，在具体选用时必须进行综合考虑：

1）承受功率（包括峰值功率与平均功率）的能力2）频率特性及带宽性能3）低损耗4）幅度和相位精度、温度特性和幅度稳定性5）控制特性（对波束控制驱动器的要求和控制的时间响应）6）工艺性、一致性和可靠性7）低成本8）体积、重量要求由于移相器要受计算机控制，以便实现相控阵特性波束的高速、无惯性灵活扫描、因此，数字式移相器得到了广泛的应用。采用数字式移相器时，移相器的相移量以二进制方式改变。当数字式移相器的位数为K(K为正整数)，则移相器的最小相移量（单位相移量）为ΔφBmin皇捷通讯专业天线研发生产一体www.iphone-line.com

因此，相控阵特性的波束指向是离散的，随着扫描角度的增大，相邻波束之间的间距（波束跃度）增大。这与天线波束随扫描角度增加而展宽是一致的。为了降低波束跃度，使天线波束扫描接近于机械式连续转动天线时的情况，需要增加移相器的位数K。

考虑到雷达天线波束宽度，波束跃度小于半个波束宽度是起码的要求，由此出发，对于三坐标雷达，因其波束宽度大体在1度左右，K≥8是完全必要的。对于相控阵单脉冲跟踪雷达，为了能对目标接近于连续跟踪，K≥10也是很有必要的，若K＝10，则ΔφBmin=0.35°。显然，要做这么多位数的移相器，要保证这样高的移相精度是不切实际的。

为了节省数字移相器的位数，同时保证所需要的小的波束跃度，采用了“虚位技术”、采用虚位技术后，增大了移相器的相位量化误差，对副瓣电平有不良影响。在同时要求节省移相器位数和降低副瓣电平的情况下，采用“随机馈相”方法，当移相器的位数为n时，对无限阵，可使寄生副瓣电平降低到－12×ndB。

为了降低成本，总是希望在不出现栅瓣或由栅瓣引起的寄生副瓣低于一定电平条件下，尽可能的减少天线阵中的移相器的数目。

缩小天线波束的扫描范围，有利于减小天线阵中移相器的数目，因为天线波束扫描范围减小后，天线单元的间隔可以拉开，此外，对于实际的雷达来说，在某些应用情况下，也不要求阵列天线的波束扫描范围很宽，这时便可采用有限扫描相控阵天线或小区域相扫天线。

3.4 固态功率放大器的阻抗匹配

微波功率晶体管的输入输出阻抗很低，且是电抗性的，而功率相加器等传输线的特性阻抗通常都选定为50Ω，因此，只有将晶体管的输入输出阻抗在整个工作频带范围内变换为50Ω，才能获得良好的阻抗匹配。对于相控阵雷达，不管是在集中式大功率发射机还是在分散式发射机中，功率放大器组件都工作在C类状态，不需要电真空放大器中所必不可少的调制器，在高频输入信号到达晶体管放大器输入端，并超过基极－发射极之间的反向偏置电压后，该放大器才起放大作用，接待厅才导通。在输入脉冲信号由上升前沿至脉冲顶部，在到达脉冲后沿的整个脉冲持续期间，放大器中晶体管的工作状态是急剧变化的（由截止到线性、饱和、再截止），因而其输入输出阻抗也是变化的，因为单级放大器的增益只有7dB左右，所以，固态放大器通常由几个单级放大器连接组成，后面一级放大器是前面一级放大器的负载，一个单级放大器的输入输出阻抗的变化，将影响其前后两级放大器的匹配。

放大器负载阻抗的变化，与放大器输入信号电平及电源电压的变化一样，将使放大器输出信号的相位发生变化，因此，当设计固态功率放大器时，再考虑其幅相一致性的公差要求情况下，应对放大器的负载阻抗提出相应的要求。

放大器末级输出端通常接一个环流器，使末级功率放大器与天线负载之间隔离，以保证末级功率的负载相对稳定，这样，再末级功放晶体管输出端与环流器之间再加上一段匹配传输线，便可保证再工作频带宽度内有良好的负载阻抗匹配。皇捷通讯专业天线研发生产一体www.iphone-line.com

在相控阵雷达中，当采用集中式大功率发射机或分布式子阵发射机方案时，从发射机输出端至天线阵面都有一个发射馈电网络，它包括功率分配器、移相器、环流器、相位微调和收发开关等，发射馈电网络的多个输出端口与各天线单元之间也不可能做到完全匹配。天线单元之间的互耦使各天线单元的输入阻抗不完全一致，且互耦是随天线波束扫描方向的变化而变化的；另外，在雷达工作频带宽度内，馈线各节点的驻波及单元之间的互耦也是不同的，因此，天线单元的输入阻抗随天线单元的位置、天线波束指向和雷达信号的频率而变化，而通常的馈电网络中，除一部分相位微调及幅度微调器件外，并没有可进行阻抗匹配的自适应调配器。除了天线单元之间存在互耦外，馈线网络中各个端口或节点之间也可能存在互耦。皇捷通讯专业天线研发生产一体www.iphone-line.com

采用集中式发射机或子阵式发射机的相控阵雷达，一部发射机要负责给整个发射相控阵天线或发射天线子阵馈电。从发射机输出端到每一个天线单元，必须有一个发射馈线系统，将发射机输出信号功率分配至各个天线单元，对于接收相控阵天线，各个天线单元接收到的信号，必须经过一个接收馈线系统逐级相加，然后送至接收机输入端，发射和接收馈线系统都由许多不同的馈线元件如功率分配器、移相器、传输线段、调谐元件、定向耦合器等组成，各个馈线元件的连接不可能做到完全匹配。这些连接点处，存在电磁波反射。各个节点处的多次反射波，当重新到达天线单元（对发射阵）或接收机输入端（对接收机）时，这些反射波与主入射波叠加，对发射阵来说，使各个天线单元辐射出去的信号的相位和幅度发生变化；对接收机而言，则使从各个天线单元接收到的信号到达接收机输入端时产生相位和幅度的起伏，因此，对于天线的馈电系统是必须要仔细调试的。

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随着无线通信系统的日益复杂化，单一的传统天线已经不能满足要求。而多天线设计虽然可以满足新一代无线通信系统对天线的高要求，但是，天线数目的增多，会使设备成本、天线的空间布局等问题凸显出来。特别是在手持移动设备上，由于空间有限，使得多天线的设计异常困难。

在这种情况下，可重构天线就具有非常明显的优势。它可在不改变天线的尺寸和结构的情况下在天线的方向图、工作频率、极化特性等方面实现重构，从而使一个天线能够实现多个天线的功能，适应移动终端不同的应用环境和要求。

在天线的方向图可重构方面，目前的研究主要集中在采用八木形式的结构上。即通过开关控制来改变反射器或引向器的有效谐振长度，从而实现反射或者引向作用，使天线的辐射方向发生变化。但是，这种方式需要多个天线。故在手持终端有限的空间下，采用这种方式有很大的困难。另外，在天线极化方式可重构方面，研究的重点也是单贴片的天线，即通过在天线上开槽或者采用多条馈线，并在不同位置安装开关来改变开关的状态从而实现极化方式的变化，但是，这种天线的面积较大，同时采用多条馈线的结构太复杂，都不适用于实际的移动设备。

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本文提出了一种用于手持移动设备的可重构天线．该天线在适当位置安装了RF-PIN开关，可通过直流控制电路控制开关的通断，以使天线以两种正交的线极化方式工作，同时也使天线的方向图发生变化，从而实现极化方式和方向图的重构。该天线结构紧凑，面积小，易于制造，并具有在同一终端安装多个天线来实现MIMO(多输入多输出系统)的潜力，故在移动终端中有良好的应用价值。

天线可以与手持设备电路板集成在一起，安装在电路板的左上角，其结构和RF-PIN开关控制电路示意图如图1所示。

通常的天线版图位于介质基片的底面，控制电路位于基片的顶面，图l中的D1、D2为两个RF-PIN开关；Cl、C2为旁路电容，对高频信号短路；L1、L2为电感，对高频信号开路。二极管和电容通过通孔与底面的天线连接。该天线基片采用厚度为0．8 mm，介电常数为4．4的FR4材料。水平与垂直的两个微带结构通过RF-PIN开关与电路板地相连，中间的微带为馈线，并通过同轴电缆直接馈电。微带天线的谐振频率主要取决于微带线的长度，在一般情况下，在介电常数为εeff的基片上，微带线的波导波长约为：

由于两种工作状态下，天线的接地端不同，因此，天线的有效辐射部分也有所不同。当处于X模式时，天线结构中垂直部分的微带线接地，因此，天线的辐射部分应该为水平部分的微带，天线也相应工作在水平极化方式。图3所示为天线在2.44 GHz时的射频电流分布图。

从图3可以看出，射频电流主要集中在天线水平方向的微带线上(这印证了前面的分析)。但同时，在中间部分的微带以及天线其他部分也存在射频电流，因此，天线仍会辐射部分垂直极化波。图4所示为天线的两种极化波在XY及YZ平面的方向图。

图4中，Theta表示水平极化方波，Phi表示垂直极化波，从图中可以看出，在XY平面上，水平极化波的平均增益比垂直极化波高35 dB以上，而在YZ平面上，水平极化波具有良好的全向性，且平均增益比垂直极化波高约10 dB，因此可以判断，水平极化波能量远大于垂直极化波能量，天线工作在水平极化方式下。

当处于Y模式下时，天线结构中水平部分的微带线接地，因此，垂直部分的微带线是天线的有效辐射体，此时天线也相应工作在垂直极化方式下。图3(b)所示为模式Y下天线在2．4 GHz的射频电流分布图，从图中可以看出，此时的射频电流主要集中在天线垂直方向的微带线上，天线此时工作在垂直极化方式下。图5所示为该模式下天线两种极化波在XY和YZ平面的方向图。

从图5中可以看出，在XY平面上，垂直极化波的最大增益比水平极化波高37 dBi，同时在YZ平面上，垂直极化波也有良好的全向性。其最大增益比水平极化波高12 dB，说明在该模式下，天线可良好地辐射垂直极化波，而交叉极化分量很低。

事实上，在两种工作模式下，天线的总体方向图会发生显著变化。在YZ和XZ两个平面上。天线方向图具有良好的全向性，能尽可能的接受各个方向的来波信号；而在XY平面上，天线在两种状态下的方向图显著不同，最大辐射方向会发生明显改变，并且在这个辐射平面上可以实现良好的互补。故在实际应用中，应根据信号波的方向和强度的不同，来实时改变天线状态，调整方向图的最大辐射方向，以有效地提高天线信号的信噪比，提高通信速率和系统容量。

仿真结果表明，在两种状态下，该天线的-10 dB带宽均可达到240 MHz。而且通过开关状态的切换，还可以使天线在水平和垂直线极化方式之间切换，并使天线辐射方向图的主瓣方向也偏转150°。

皇捷通讯的gsm天线、wifi天线、uhf天线、vhf天线、电视天线、电子连接器生产线引进日本、中国台湾高端生产设备，保证产品具有稳定、优良的品质。公司生产设备包括注塑成型设备、五金冲压设备、自动组装设备、模具制造设备、RF剥线设备及品质检验设备等。我们拥有高端的技术研发和制造能力，可以根据客户需求定制产品，并调整和提高生产效率。保证稳定、精确的交货期和快速的样品确认。

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通过长期观察、测试和研究，我们发现传统全向吸顶天线存在一些技术缺陷，如高频信号向天线正下方聚集，信号分布不均匀、不稳定等。高频信号聚集效应是导致3G 等高频信号快速衰减和覆盖半径小的真正技术原因。经过对宽带天线的技术研究、反复实验和不断改进，我们研发出了宽带、高效、节能和环保的新型全向吸顶天线。

新型全向吸顶天线拓宽了工作频带，降低了高频信号电磁辐射，单天线覆盖面积扩大一倍以上，改善了信号覆盖均匀度，克服了技术障碍，弥补了缺陷，提高覆盖效率，大大简化了3G 室内分布系统，改变了3G 室分建设基本原则，实现了全频段、多网络同步覆盖，避免了重复建设，提高了室分资源的利用率，有效提升了整个室内分布系统整体效率和室内网络质量，节约了大量的网络建设投资和运营成本，降本增效、节能降耗、低碳环保，社会效益和经济效益显著。

本文介绍新型全向吸顶天线主要技术特性，探讨其技术标准。

二、新型全向天线吸顶天线主要技术特性

新型全向吸顶天线检测技术指标见表 1。在覆盖半径边缘对应的85°辐射角，天线高频段增益比低频段增益高1dB～2dB，对比传统全向吸顶天线，平均增益提高了4.22dB，有效扩大了高频信号覆盖范围，加上3G 系统CDMA 技术优势，使2G、3G 信号覆盖范围基本一致，改变了“小功率、多天线”的3G 室分设计原则。

高频信号辐射最强对应天线下方30°辐射角，天线高频段平均增益为-5.5dB，对比传统全向吸顶天线，平均增益降低了10dB，有效降低了电磁辐射，提高了最小耦合损耗，因此，降低了辐射，提高了天线口馈入信号功率的允许值。

通过适当设计天线覆盖半径，调整天线口馈入功率，可以使高、低频段不同边缘场强要求的通信系统同步覆盖，解决了2G、3G 网络覆盖不同步的技术难题，突破室内分布系统多系统共享的技术障碍。

另外，新型全向吸顶天线结构简单，完全轴对称，85°辐射角不圆度可控制在1dB 以内，信号分布更均匀，而且工作带宽更宽。新型全向吸顶天线主要技术创新点有：

（1）突破思维定式，首先发现并证实了传统天线存在的技术缺陷，找到了3G 信号快速衰减的真正技术原因。

（2）提出了辐射角增益和辐射角不圆度技术指标，并定义30°和85°辐射角作为衡量全向天线下方和覆盖边缘技术性能的典型角度，更加准确地反映了全向天线信号覆盖均匀性和稳定性，完善了全向天线指标体系，丰富了天线

技术理论。

（3）在设计思路上，突破了传统全向吸顶天线单纯追求高增益的设计理念，将天线实际应用中信号分布均匀、稳定性和全频段信号覆盖边缘场强的一致性作为全向天线设计的重点。

（4）在宽带天线技术上，将半波振子和双锥天线巧妙结合起来，低频段为半波振子、高频段为双锥天线，避免了偶极天线高、低频率垂直方向图差异过大问题，并将高频信号最大增益辐射角调整到70°左右，加强了目标覆盖半径边缘的信号，解决了高频信号聚集问题，扩大了覆盖范围，提高了覆盖效率，同时，有效缓解了天线近处电磁辐射。

（5）提出了更高的互调指标要求，三阶互调小于-140dBc，有效降低了多系统合路时系统间的互调干扰。

（6）设计精准，取消了阻抗匹配片（线）和振子防雷接地，结构简单、对称，无需阻抗调测，生产装配容易，便于规模化生产，产品一致性、稳定性好，不圆度指标低。

（7）制定了明确的技术性能指标、制造材质和组件质量要求，质量可控，成本清晰。

（8）扩展了工作带宽（800MHz-3000MHz），比传统天线高端扩展了500MHz，利于WLAN 接入和网络向LTE 演进，避免再次改造。

三、室内全向吸顶天线技术标准探讨

GB/T 9410-2008《移动通信天线通用技术规范》和 GB/T 21195-2007《移动通信室内信号分布系统天线技术条件》对我国室内全向吸顶天线提出了技术要求，但现行标准存在以下不足：

（1）GB/T 9410-2008 中5.1 条表1 中提出了室内全向吸顶天线电性能要求，但只规定了增益，没有明确最大增益的方向，不圆度指标高、低频段采用不同的辐射角，不能真实反映室内分布系统对全向吸顶天线信号覆盖性能。实

际上，提高覆盖边缘对应的高辐射角增益和圆度才是有益的，而低辐射角增益高却是增强辐射，是无益的。

（2）GB/T 9410-2008 中4.1.3 条提到了天线材料要求，但实际上没有相关技术规范对天线组件材质和性能提出明确要求，导致移动通信天线质量参差不齐和恶性价格竞争，不利于行业健康发展。

（3）GB/T 9410-2008 中4.1.4 条提出“天线设计应有利于防雷”，GB/T21195-2007 中5.1.5 条提出“防雷要求：直接接地”，与YD/T 1059-2004《移动通信系统基站天线技术条件》中5.1 条一致，室内天线和室外天线防雷要求完全等同，显然，现行标准没有考虑室内、室外的差异。事实上，室外天线一般安装在建筑和杆塔的顶部，天线尺度大，遭雷直击概率大，因此，天线振子直接接地要求是合理的。但对室内天线，天线振子体积小，且安装于建筑物内部，一般建筑都有防雷措施，室内被雷击的可能性极小，因此，振子接地要求意义不大。

为了更准确描述室内全向吸顶天线实际覆盖性能，新型全向吸顶天线引入了辐射角增益和辐射角不圆度指标，并根据室内实际场景信号覆盖分布情况，定义85°和30°辐射角作为天线高、低辐射角的典型角度，85°辐射角代表天线覆盖半径边缘，30°辐射角代表天线下方最强辐射对应角度。天线85°辐射角增益越高意味着覆盖半径边缘信号越强，单天线覆盖范围更广，85°辐射角不圆度越低意味着覆盖半径边缘信号越稳定；天线30°辐射角增益越低意味着

天线下方电磁辐射越小，室内信号分布越均匀。

为了更确切反映室内全向吸顶天线在室内分布系统中实际覆盖性能，统一产品性能和质量要求，在GB/T 21195-2007 技术规范的基础上，我们制定了新型全向吸顶天线主要技术指标，见表2。对比天线整体技术性能，新型全向吸顶天线技术指标中明确了不同覆盖角增益和覆盖边缘不圆度，并把高、低频段增益和不圆度控制指标统一到85°辐射角，更容易体现信号分布的均匀性和稳定性。对天线组件材质及性能，新型全向吸顶天线也作了明确规定，利于产品的规范生产和统一质量控制标准。

四 结束语

新型全向吸顶天线改变了高频段技术性能，突破了2G、3G 网络覆盖不同步的技术障碍，解决了室内分布系统多系统合路共享的技术难题，改变了3G 室内分布系统设计的基本原则，给3G 室内分布系统建设带来了根本性变革，是传统全向吸顶天线的替代性产品。新型全向吸顶天线已在中国联通推广应用，中国联通已制订新型全向吸顶天线技术指标企业标准，并在积极推动尽快形成行业、国家和国际标准，促进全球电信业的健康发展。

皇捷通讯的gsm天线、wifi天线、uhf天线、vhf天线、电视天线、电子连接器生产线引进日本、中国台湾高端生产设备，保证产品具有稳定、优良的品质。公司生产设备包括注塑成型设备、五金冲压设备、自动组装设备、模具制造设备、RF剥线设备及品质检验设备等。我们拥有高端的技术研发和制造能力，可以根据客户需求定制产品，并调整和提高生产效率。保证稳定、精确的交货期和快速的样品确认。

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早在 3G 试验网建设初期，研究人员就发现：3G 信号衰减快、穿透损耗大、绕射能力差，在室内分布系统中，2G、3G 信号覆盖不能同步，3G 信号覆盖范围小、盲点和弱区多。这些问题是3G 信号频率高所致，通常被认为是不可逾越的技术障碍。要获得良好的3G 室内信号，唯有增加天线密度。所以，对3G 室内分布系统，业界普遍认同“小功率、多天线”的设计原则。然而，这一原则虽然解决了3G 信号覆盖问题，却带来了建设投资成倍增加和大规模的2G 室内分布系统改造，同时，还导致更严重的2G 信号泄漏。

通过长期观察、测试和研究，我们发现传统全向吸顶天线存在一些技术缺陷，如高频信号向天线正下方聚集，信号分布不均匀、不稳定等。高频信号聚集效应是导致3G 等高频信号快速衰减和覆盖半径小的真正技术原因。经过对宽带天线的技术研究、反复实验和不断改进，我们研发出了宽带、高效、节能和环保的新型全向吸顶天线。

新型全向吸顶天线拓宽了工作频带，降低了高频信号电磁辐射，单天线覆盖面积扩大一倍以上，改善了信号覆盖均匀度，克服了技术障碍，弥补了缺陷，提高覆盖效率，大大简化了3G 室内分布系统，改变了3G 室分建设基本原则，实现了全频段、多网络同步覆盖，避免了重复建设，提高了室分资源的利用率，有效提升了整个室内分布系统整体效率和室内网络质量，节约了大量的网络建设投资和运营成本，降本增效、节能降耗、低碳环保，社会效益和经济效益显著。

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二、新型全向天线吸顶天线主要技术特性

新型全向吸顶天线检测技术指标见表 1。在覆盖半径边缘对应的85°辐射角，天线高频段增益比低频段增益高1dB～2dB，对比传统全向吸顶天线，平均增益提高了4.22dB，有效扩大了高频信号覆盖范围，加上3G 系统CDMA 技术优势，使2G、3G 信号覆盖范围基本一致，改变了“小功率、多天线”的3G 室分设计原则。

高频信号辐射最强对应天线下方30°辐射角，天线高频段平均增益为-5.5dB，对比传统全向吸顶天线，平均增益降低了10dB，有效降低了电磁辐射，提高了最小耦合损耗，因此，降低了辐射，提高了天线口馈入信号功率的允许值。

通过适当设计天线覆盖半径，调整天线口馈入功率，可以使高、低频段不同边缘场强要求的通信系统同步覆盖，解决了2G、3G 网络覆盖不同步的技术难题，突破室内分布系统多系统共享的技术障碍。

另外，新型全向吸顶天线结构简单，完全轴对称，85°辐射角不圆度可控制在1dB 以内，信号分布更均匀，而且工作带宽更宽。新型全向吸顶天线主要技术创新点有：

（1）突破思维定式，首先发现并证实了传统天线存在的技术缺陷，找到了3G 信号快速衰减的真正技术原因。

（2）提出了辐射角增益和辐射角不圆度技术指标，并定义30°和85°辐射角作为衡量全向天线下方和覆盖边缘技术性能的典型角度，更加准确地反映了全向天线信号覆盖均匀性和稳定性，完善了全向天线指标体系，丰富了天线

技术理论。

（3）在设计思路上，突破了传统全向吸顶天线单纯追求高增益的设计理念，将天线实际应用中信号分布均匀、稳定性和全频段信号覆盖边缘场强的一致性作为全向天线设计的重点。

（4）在宽带天线技术上，将半波振子和双锥天线巧妙结合起来，低频段为半波振子、高频段为双锥天线，避免了偶极天线高、低频率垂直方向图差异过大问题，并将高频信号最大增益辐射角调整到70°左右，加强了目标覆盖半径边缘的信号，解决了高频信号聚集问题，扩大了覆盖范围，提高了覆盖效率，同时，有效缓解了天线近处电磁辐射。

（5）提出了更高的互调指标要求，三阶互调小于-140dBc，有效降低了多系统合路时系统间的互调干扰。

（6）设计精准，取消了阻抗匹配片（线）和振子防雷接地，结构简单、对称，无需阻抗调测，生产装配容易，便于规模化生产，产品一致性、稳定性好，不圆度指标低。

（7）制定了明确的技术性能指标、制造材质和组件质量要求，质量可控，成本清晰。

（8）扩展了工作带宽（800MHz-3000MHz），比传统天线高端扩展了500MHz，利于WLAN 接入和网络向LTE 演进，避免再次改造。

三、室内全向吸顶天线技术标准探讨

GB/T 9410-2008《移动通信天线通用技术规范》和 GB/T 21195-2007《移动通信室内信号分布系统天线技术条件》对我国室内全向吸顶天线提出了技术要求，但现行标准存在以下不足：

（1）GB/T 9410-2008 中5.1 条表1 中提出了室内全向吸顶天线电性能要求，但只规定了增益，没有明确最大增益的方向，不圆度指标高、低频段采用不同的辐射角，不能真实反映室内分布系统对全向吸顶天线信号覆盖性能。实

际上，提高覆盖边缘对应的高辐射角增益和圆度才是有益的，而低辐射角增益高却是增强辐射，是无益的。

（2）GB/T 9410-2008 中4.1.3 条提到了天线材料要求，但实际上没有相关技术规范对天线组件材质和性能提出明确要求，导致移动通信天线质量参差不齐和恶性价格竞争，不利于行业健康发展。

（3）GB/T 9410-2008 中4.1.4 条提出“天线设计应有利于防雷”，GB/T21195-2007 中5.1.5 条提出“防雷要求：直接接地”，与YD/T 1059-2004《移动通信系统基站天线技术条件》中5.1 条一致，室内天线和室外天线防雷要求完全等同，显然，现行标准没有考虑室内、室外的差异。事实上，室外天线一般安装在建筑和杆塔的顶部，天线尺度大，遭雷直击概率大，因此，天线振子直接接地要求是合理的。但对室内天线，天线振子体积小，且安装于建筑物内部，一般建筑都有防雷措施，室内被雷击的可能性极小，因此，振子接地要求意义不大。

为了更准确描述室内全向吸顶天线实际覆盖性能，新型全向吸顶天线引入了辐射角增益和辐射角不圆度指标，并根据室内实际场景信号覆盖分布情况，定义85°和30°辐射角作为天线高、低辐射角的典型角度，85°辐射角代表天线覆盖半径边缘，30°辐射角代表天线下方最强辐射对应角度。天线85°辐射角增益越高意味着覆盖半径边缘信号越强，单天线覆盖范围更广，85°辐射角不圆度越低意味着覆盖半径边缘信号越稳定；天线30°辐射角增益越低意味着

天线下方电磁辐射越小，室内信号分布越均匀。

为了更确切反映室内全向吸顶天线在室内分布系统中实际覆盖性能，统一产品性能和质量要求，在GB/T 21195-2007 技术规范的基础上，我们制定了新型全向吸顶天线主要技术指标，见表2。对比天线整体技术性能，新型全向吸顶天线技术指标中明确了不同覆盖角增益和覆盖边缘不圆度，并把高、低频段增益和不圆度控制指标统一到85°辐射角，更容易体现信号分布的均匀性和稳定性。对天线组件材质及性能，新型全向吸顶天线也作了明确规定，利于产品的规范生产和统一质量控制标准。

四 结束语

新型全向吸顶天线改变了高频段技术性能，突破了2G、3G 网络覆盖不同步的技术障碍，解决了室内分布系统多系统合路共享的技术难题，改变了3G 室内分布系统设计的基本原则，给3G 室内分布系统建设带来了根本性变革，是传统全向吸顶天线的替代性产品。新型全向吸顶天线已在中国联通推广应用，中国联通已制订新型全向吸顶天线技术指标企业标准，并在积极推动尽快形成行业、国家和国际标准，促进全球电信业的健康发展。皇捷通讯的gsm天线、wifi天线、uhf天线、vhf天线、电视天线、电子连接器生产线引进日本、中国台湾高端生产设备，保证产品具有稳定、优良的品质。公司生产设备包括注塑成型设备、五金冲压设备、自动组装设备、模具制造设备、RF剥线设备及品质检验设备等。我们拥有高端的技术研发和制造能力，可以根据客户需求定制产品，并调整和提高生产效率。保证稳定、精确的交货期和快速的样品确认。

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1 传统印制倒F型天线的分析

印制倒F型天线是上世纪末发展起来的一种天线，目前其理论分析都趋于成熟，其应用范围也日趋广泛。他具有结构简单、重量轻、可共形、制造成本低、辐射效率高、容易实现多频段工作等独特优点，因此近几年印制倒F型天线得到了广泛的研究和发展。

印制倒F型天线的结构如图1所示，由长为L的终端开路传输线与长为S的终端短路传输线并联而成，当传输线导体线宽d《H，传输线的特性阻抗Z0可以表示为：

由长线理论可知终端短路和终端开路传输线的输入电抗分别为：

当忽略损耗时，天线的输入电阻即等于其辐射电阻，由文献给出的倒F型天线的辐射电阻可得天线电阻为：

当天线水平部分的长度L=λ／4时，由式可知，天线的输入电抗为0，天线处于谐振状态，即：

此时天线的输入电阻RPIFA为纯电阻，与间距S无关，只与天线高度H有关，并随天线高度H的增加而增加。

作为天线的谐振部分，天线水平部分长度L对天线输入阻抗的影响最为直接，当其增加时，天线的输入电阻减小，天线呈感性，反之亦然。通过调整L，可使天线的输入阻抗呈纯阻性，然后再调节天线高度H以使天线的输入电阻接近50 Ω，即不需任何额外的电路即可完成阻抗匹配。

2 改善的印制倒F型蓝牙天线

传统印制倒F型天线虽然性能很高，但是其体积与工作频率基本成正比，所以在日益小型化、超薄化的手机终端中还是显的尺寸过大。

本文以一款支持蓝牙功能的GSM手机为例，通过ANSOFT公司的HFSS 10.0进行仿真，设计一款体积小、性能好的蓝牙天线。手机主板尺寸为103 mm×41.5 mm，由于手机结构造型的要求，蓝牙芯片位于主板的右下方，从而限制了天线也只能位于手机的右下角。因为板子大小非常有限，留给蓝牙天线的尺寸只有16 mm×5 mm，所以很难采用传统PIFA天线。考虑到目前单极子天线普遍采用蜿蜒形式来减少其物理尺寸，所以可将这种形式应用于传统印制倒F型天线，如图2所示。

其中：d=0.5 mm，H=4 mm，S=2.3 mm，M=2 mm，N=3 mm，L=5 mm，h=1 mm。手机主板采用FR-4的材料，相对介电常数为4.2，天线馈点采用50 Ω微带线。考虑到手机外壳对天线工作频率的影响，我们在仿真的时候将天线的工作频率提高，选择在2.5 GHz。

3 试验测试

按照上述软件仿真的结构及尺寸制作天线，如图5所示。为方便测量，将一特性阻抗为50 Ω的同轴电缆的内导体焊接在与天线馈电点相连的50 Ω微带线上，外导体就近接在手机主板的地上，在同轴电缆的另一端焊SMA接头并连到矢量网络分析仪MS4622B。测试结果如图6所示，回损10 dB带宽约为120 MHz，可完全覆盖蓝牙所工作的ISM频段：2.400～2.483 GHz。

为评估该天线在室内环境中的工作性能，本文做如下实验：分别采用经过验证的某厂家介质谐振天线和本文的PIFA天线通过蓝牙测试仪测试传输数据的误包率。实验表明，二者性能相当。而在实际应用当中，采用该PIFA天线的GSM手机与NOKIA蓝牙耳机HS-11W通话距离可以达到15 m以上，符合一般终端测试规范要求。

4 结语

通过上述分析及测试结果可知，改善后的PIFA天线性能符合厂家要求。同时该天线设计简洁、灵活，可先根据电路板实际尺寸大小选定L和H后，再确定S的大小。该方案成本低、效率高、结构紧凑、馈电方便，完全适于蓝牙应用环境。

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天线综合的设计流程

强大的设计算法和输出模型允许工程师快速评估不同的天线形式，并为其当前的工作选择合适的拓扑结构。此应用文档展示了如何在设计前期利用Antenna Magus对不同的天线形式进行研究，并将符合要求的设计从Antenna Magus中导出并整合到Microwave Office/AXIEM中。

实例1：天线的预研和设计

此实例中设计了一个应用在WAN基站的天线。设计目标是应用一个基站为一个地区的多个家庭进行足够的信号覆盖。若不应用Antenna Magus，设计工程师需要从其所熟悉天线类型中选择合适的一个。应用Antenna Magus，设计工程师可查询并对多种不同的天线形式进行快速的研究、对比，当然也包含不熟悉的天线形式。Antenna Magus还包含了一个工具箱，如：空间路径损耗计算器（基于Friis公式）帮助设计者从系统指标的角度为天线设定需求。应用Antenna Magus选择合适的天线拓扑来满足工作频率、增益、带宽、阻抗、尺寸、成本等系统和天线要求。

本实例中的计算（图1）显示，如果距发射机1Km处有一增益为16dBi的接收天线，所需功率为-60dBm，发射机发射功率为5mW，若需获得足够的信号覆盖，则发射天线的增益为18dBi。为获得足够的覆盖，发射天线的方向性图要具有特定的形式—高增益的扇形波束非常理想。可应用关键词“fan beam” 和“high gain”（一般增益大于15dBi）来选择合适的天线拓扑，窗口中会立刻显示6个不同的天线形式。图2显示了4个天线的性能信息。基于上述的信息页，“linear resonant waveguide slot array” 和“resonant series-fed rectangular microstrip patch array”看起来可提供足够的增益和正确的方向性图，可对这两个天线进行进一步的研究。

图1

图2

应用Antenna Magus的信息浏览器，可以分两侧显示并对比这两个天线（图3）。对比充分展示了各天线的优缺点和性能，方便用户做出最好的选择。为了更加深入的研究天线，可一键获得并对比更详细的天线性能。波导缝隙阵的性能如图4所示。下一步即可将模型导入到Microwave Office/AXIEM进行进一步的分析和优化。

图3

图4

实例2：设计并导出天线

一般来讲，设计工程师经常会发现原始的天线设计没有足够的带宽。解决此问题的一般做法是构建一个大的天线结构，使之在整个频带谐振。但当添加其他的限制，如波束、尺寸、加工成本时，问题变得越来越复杂。在此实例中，我们再次应用Antenna Magus迎接挑战。现需要设计一个增益为6dBi，工作频率为2.4GHz—2.6GHz的天线。当在Antenna Magus查找中等带宽的天线时，软件向我们推荐了几种电磁耦合结构的天线。其中一个天线为“capacitive disc-fed rectangular patch antenna”（图5）。在此天线的信息页中，feed-disc与贴片天线的辐射边有电容耦合，在输入阻抗处加一电容元件即可有效的抵消输入端的电感效应。这允许使用较厚的介质（一般两层），这减少了有效介电常数，因此增加了贴片天线的带宽。

图5

应该注意到，若未使用Antenna Magus设计此天线将非常繁琐，必须计算正确的介电常数并利用优化算法对馈电距离进行优化。应用Antenna Magus，用户可以底层介质的厚度和所有的介质参数，几秒种内即可对天线进行设计。

使用Antenna Magus，用户可以定义底层介质的高度和所有顶层介质的参数，并且天线可以用几秒钟就设计好。

天线的性能可以很容易的进行评估，并且不同的设计结果可以在同一个图中进行比较。图6显示了当最顶层的介质属性保持恒定，底层空气介质高度从6mm增加到10mm时，两种不同设计方案的评估性能。反射系数图中清楚的显示出带宽随着底部基板厚度的增加而增加。在这一点上，工程师们可以确信天线将工作在指标范围内，并且此设计可以导出到AWR Design Environment™。导出的模型（图7）包括了电磁原理图中的所有的参数值。定义网格的设置，以确定在一个合理的时间内给出精确的结果。某些一般的图形和测量结果，例如S11随频率的变化，增益随频率的变化关系等，是预定义的。改变工程的任意参数即可运行得到相应的仿真结果。因为工程所有的参数都被定义在Microwave Office/AXIEM中，例如，如馈电的距离，可以直接在AWR设计环境模型中来编辑，来尝试得到一个更高的输入阻抗。

图6

图7

结论

Antenna Magus非常适合在设计前期对天线快速选型，评估其性能并将模型导入到Microwave Office/AXIEM，从而实现对参数的编辑和仿真，从而可以为复杂问题寻找最好的解决办法。

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现有的802.11n产品对于每个发送或接收的信号使用一套固定的物理天线，在软件部分进行不同调制方式的速率选择来达到最优的结果。在无线实际应用中，AP或STA（Station，工作站）的物理方向会频繁发生变化，发生逻辑上的空间角度变化，由于路径发生改变，传输吞吐量很容易发生变化，造成性能波动，不能发挥出WiFi网络的最高性能。

为了克服以上困扰，部分设备厂家开始将已在传统移动通信（如3G，LTE等）中广泛应用的智能天线技术引入到WiFi设备中，希望以此来提高WiFi用户的使用体验，实现提高系统容量、提高频谱利用率、提高基站接收灵敏度、提高信噪比、改善信号质量等作用。

1、什么是智能天线？

智能天线技术前身是一种波束成形(Beamforming)技术。波束成形技术是发送方在获取一定的当前时刻当前位置发送方和接收方之间的信道信息，调整信号发送的参数，使得射频能量向接收方所处位置集中，从而使得接收方接收到的信号质量较好，最终能保持较高的吞吐量。该技术又分为芯片方式(On-Chip) 和硬件智能天线方式(On-Antenna)的两种。

1.1  芯片方式

芯片方式的波束成形是802.11n协议的一部分，在协议中被称为TxBF(Tx Beamforming/固定发送波束成形)，其通过协议报文的交互，获得信道的基础信息(Channel State Information, CSI)，芯片根据CSI调整3根全向天线上发送信号的相位，使得接收端处信号叠加出较好的效果（如图1至图3所示）。

图1 2个弱波谷和1个强波峰叠加出较差结果

图2 调节第二根天线上的相位，使得3个信号同步，叠加出较好结果

图3 TxBF形成的某种辐射图

1.2  硬件智能天线方式

硬件智能天线方式又名“自适应波束切换技术”，该技术利用具有多个硬件天线的天线阵列，智能的从中选择多个天线阵子进行信号的发射和接收，不同天线的组合可以形成不同的信号辐射方向，从而可以为处于不同位置的STA选择最佳的发送或接收天线，提高信号接收质量，最终提升系统的吞吐量。

1、在天线阵列上的不同天线之间有一定的物理距离，从各天线上发出来的信号到达接收方的所经历的路径有长有短，从而到达接收方的信号具有时间差。如果接收的信号相位不一样，硬件智能天线方式可以从多个天线中选择一组信号叠加效果较好的天线组合，采取自适应快速切换，获得效果远好于“On-Chip”方式的信号覆盖质量。

2、 在天线阵列上的不同天线具有不同的定向性（如图4所示），组合而成的定向天线具有比全向天线更大的组合增益，可以增加AP设备实际等效发射功率(EIRP：Effective Isotropic Radiated Power)。

图4 天线阵列中的不同天线具有不同的定向性

1.3  硬件智能天线方式相对于芯片方式的优势

1、芯片方式会产生额外的干扰，如图3中的由全向天线的TxBF形成的辐射图所示，通过对全向天线调节相位难以形成单独的指向STA的信号，可能会对其它的方向形成干扰，并且会浪费能量；

2、芯片方式需要STA的支持，现有的无线网卡基本都无法支持；

3、芯片方式有额外的吞吐量开销，芯片方式中AP和STA经常需要进行低速率的获取信道信息的报文的交互，会影响整体的吞吐量。

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1、辐射近场测量

辐射近场测量是用一个已知探头天线(口径几何尺寸远小于1λ)在离开辐射体(通常是天线)3λ～5λ的距离上扫描测量(按照取样定理进行抽样)一个平面或曲面上电磁场的幅度和相位数据，再经过严格的数学变换计算出天线远区场的电特性。当取样扫描面为平面时，则称为平面近场测量;若取样扫描面为柱面，则称为柱面近场测量;如果取样扫描面为球面，则称为球面近场测量。其主要研究方法为模式展开法，该方法的基本思想为：空间任意一个时谐电磁波可以分解为沿各个方向传播的平面波或柱面波或球面波之和;主要研究成果及进一步要解决的问题如下所述。

1.1、辐射近场测量的发展现状

辐射近场测量的研究起始于50年代，70年代中期处于推广应用阶段(商品化阶段)。目前，分布在世界各地的近场测量系统已有100多套[1]。该技术的基本理论[2～4]已基本成熟，这种测量方法的电参数测量精度比常规远场测量方法的测量精度要高得多，而且可全天候工作，并具有较高的保密性，因此，在军用、民用中都显示出了它独特的优越性。

1.2、辐射近场测量研究的主要成果

几十年来，辐射近场测量的研究在以下4个方面取得了突破性的进展：

(1)常规天线电参数的测量

天线近场测量可以给出天线各个截面的方向图以及立体方向图，可以分析出方向图上的所有电参数(波束宽度、副瓣电平、零值深度、零深位置等)和天线的极化参数(轴比、倾角和旋向)以及天线的增益。

(2)低副瓣或超低副瓣天线的测量

天线方向图副瓣电平在-28～-35 dB之间的天线称为低副瓣天线;副瓣电平小于-40 dB的天线称为超低副瓣天线。对它们的测量要用到“零探头”技术[5]，据文献报导，副瓣电平在-40 dB以上时，测量精度为±3 dB，副瓣电平为-55 dB时，测量精度为±5 dB[6]。

(3)天线口径场分布诊断

天线口径场分布诊断是通过测量天线近区场的分布逆推出天线口径场分布，从而判断出口径场畸变处所对应的辐射单元，这就是天线口径分布诊断的基本原理。该方法对具有一维圆对称天线口径分布的分析是可靠的，尤其对相控阵天线的分析与测量已有了充分的可信度[7]。

(4)测量精度及误差分析

辐射近场测量的研究与误差分析的探讨是同时进行的，研究结果表明：辐射近场测量的主要误差源为18项，大致分为4个方面，即探头误差、机械扫描定位误差、测量系统误差以及测量环境误差。对于平面辐射近场测量的误差分析已经完成，计算机模拟及各项误差的上界也已给出;柱面、球面辐射近场测量的误差分析尚未完成[8]。

1.3、辐射近场测量的可信域

对于平面辐射近场测量而言，由基本理论可知，在θ=-90°或90°(θ为场点偏离天线口面法线方向的方向角)时，这种方法的精度明显变差，因此平面辐射近场测量适用于天线方向图为单向笔形波束天线的测量，可信域(-θ，θ)中的θ值与近场扫描面和取样间距有如下关系(一维情况)：

θ=arctg[(L-X)/2d]　，(1)

式中L为扫描面的尺寸;X为天线口径面的尺寸;d为扫描面到天线口径面的距离。

柱面辐射近场测量能够计算天线全方位面的辐射方向图，但在θ=-90°或90°时，柱面波展开式中汉克尔函数已无意义，所以，柱面辐射近场测量适用于天线方向图为扇形波束天线的测量。

球面辐射近场测量能够计算除球心以外天线任意面上任意点的辐射场，但测量及计算时间都较长[8]。

1.4、辐射近场测量需要解决的问题

辐射近场测量的基本理论虽然已经成熟，且在实用中也取得了较多的研究成果，但对以下问题还应进行进一步的探讨研究：

(1)考虑探头与被测天线多次散射耦合的理论公式

在前述的理论中，所有的理论公式都是在忽略多次散射耦合条件下而得出的，这些公式对常规天线的测量有一定的精度，但对低副瓣或超低副瓣天线测量就必需考虑这些因素，因此，需要建立严格的耦合方程。

(2)近场测量对天线口径场诊断的精度和速度

近场测量对常规阵列天线口径场的诊断有较好的诊断精度，但对于超低副瓣天线阵列而言，诊断精度和速度还需要进一步研究。

(3)辐射近场扫频测量的研究

就一般情况而言，天线都在一个频带内工作，因此，各项电指标都是频率的函数，为了快速获得各个频率点的电指标，就需要进行扫频测量。扫频测量的理论与点频的理论完全一样，只是在探头扫描时，收发测量系统作扫频测量。

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